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GD32F130 시리즈 MCU를 사용하여 냉장고 압축기 인버터 보드 구성표 설계

냉장고 압축기 인버터 구성 개요

본 논문에서 소개하는 주파수 변환 보드는 냉장고 컴프레서의 주파수 변환 제어는 물론, 레인지 후드 및 에어컨의 주파수 변환 제어에도 사용할 수 있습니다. 이 방식은 GigaDevice의 GD32F130 시리즈 MCU 설계를 기반으로 합니다. 이 MCU는 Cortex-M3 코어를 탑재하여 PI 제어, SVPWM 생성기, 모터 상태 관측기를 소프트웨어로 구현할 수 있습니다. 또한, 고급 타이머는 6채널의 상보형 데드존 조정 가능 PWM을 직접 생성할 수 있습니다. 이 칩은 산업용 작동 온도 및 ESD, EMI 표준을 충족하며, PMSM 및 BLDC 가변 주파수 속도 제어에 매우 적합합니다.

GD32F130 시리즈 MCU 주요 사양

Cortex-M3@48Mhz, 50 MIPS 처리 성능;

플래시: 64KB/32KB/16KB;

SRAM: 8KB/4KB/4KB;

고속 고정밀 ADC, 12Bits ADC x 1@2.6Msps, 10채널;

조정 가능한 데드 타임으로 1개의 보완적인 PWM 출력을 생성할 수 있는 고급 타이머 x6. 일반 타이머 x6;

하드웨어 암호화 보호 기능을 갖춘 플래시;

다양한 직렬 통신 방법: I2C x2, SPI x2, UART x2;

풍부한 패키지 유형: TSSOP20/QFN28/QFN32/LQFP32/LQFP48/LQFP64

산업 등급 작동 온도 범위: -40℃~+85℃;

산업 등급 ESD 특성: 6000볼트

인버터 보드의 주요 사양 및 매개변수

정격 출력 전력 200W, 310V 버스 전압, 최대 작동 전류 2A;

자기장 기반 방법, 사인파 전류, 센서리스 시작 및 제어;

3 저항기 전류 샘플링;

인버터 회로는 6개의 Power MOSFET으로 구성됩니다.

모터 제어 시스템의 제어 블록 다이어그램은 다음과 같습니다.

MTPA 구현

시스템 블록 다이어그램에 표시된 것처럼 전체 시스템은 이중 폐쇄 루프 제어이고 내부 루프는 전류 제어 루프이며 외부 루프는 속도 제어 루프입니다. 회전자 자속 방향을 d축으로 설정하고, q축은 d축의 직교 축이며, 전류 루프의 제어 목적은 고정자 전류와 자속을 분리하고 고정자 전류를 q축으로 제어하는 ​​것입니다.

SPM 모터의 경우 d축의 목표 제어값 id를 0으로 설정하고 고정자에 흐르는 전류를 모두 q축으로 제어하여 MTPA(Maximum Torque Per Ampere)를 구한다. 이때 PMSM 모터의 토크와 속도는 q축의 전류 성분에만 관련됩니다. 그런 다음 속도 제어 루프를 통해 d축의 전류를 제어하여 이중 폐쇄 루프 제어를 달성합니다.

실제 작업에서는 SPM 모터의 구조가 이상적이지 않기 때문에 d축의 실제 전류는 0이 아닙니다. 동시에, 우리는 또한 기본 속도 작동을 초과하는 모터를 달성하기 위해 d축의 전류를 의도적으로 제어할 것입니다. 이때 MTPA 구현을 보장하려면 d축에 약계자 컨트롤러를 추가해야 합니다. SPM 모터가 작동 중일 때의 벡터 다이어그램은 다음과 같습니다.

FOC 시행

PMSM 모터의 실제 배선에는 a, b, c 3상 전류가 있습니다. 이제 a, b, c 3상 전류를 D축 전류와 Q축 전류와 연결해야 합니다. Clark과 Park의 두 가지 수학적 변환을 사용해야 합니다.

? 클라크 변환: (a, b, c) → (α, β), α, β는 2상 직교 정상 좌표계입니다.

?파크 변환: (α, β)→(D, Q), D, Q는 2상 직교 회전 좌표계이고, 여기서 θ는 회전자 자속 위치입니다.

Clark과 Park의 두 가지 수학적 변화를 통해 PMSM 모터의 3상 전류 a, b, c를 D축과 Q축으로 분해하여 FOC(Field Oriented Control)를 구현할 수 있습니다. 또한 전체 FOC 제어의 핵심은 회전자의 자속 위치 θ를 찾는 것임을 알 수 있습니다.

SVPWM 구현

또한 고정자 전류를 D, Q 공간에서 α, β 공간으로 변환하기 위해 역파크 변환을 사용할 수도 있습니다. 자기장 방향 설정이 완료된 후 PMSM 모터 제어의 마지막 단계는 모터의 8상 단자에 작용하는 PWM 전압을 생성하는 것입니다. XNUMX상 인버터의 XNUMX가지 스위칭 상태에 따라 공간 벡터 변조 인버터 상태 테이블을 나열할 수 있습니다.

그 중 A, B, C의 0상이 모두 1과 6인 경우 무효상태이다. 우리는 이 두 상태 벡터를 공간의 원점에 배치하고 나머지 0개의 벡터 상태 U300→U6은 공간에 정육각형을 그립니다. 모터를 제어하는 ​​전통적인 6단계 방법은 모터의 고정자 끝에 이러한 XNUMX개의 전압 벡터를 차례로 추가하는 것입니다.

공간 벡터 변조(SVPWM)의 목적은 벡터 공간에서 360도 등진폭 회전 전압 벡터를 형성하여 인버터에서 출력되는 전류 고조파 성분을 줄이고 토크 리플을 줄이는 것입니다. SVPWM의 구현 방법은 두 개의 인접한 기본 전압 벡터를 사용하여 벡터 공간에서 회전 전압 벡터 Uout을 합성하는 것이며 Uout의 최대 값은 약 0.886*VDC입니다. 첫 번째 사분면을 예로 들면,

그 중 T1은 한 PWM 사이클에서 전압 벡터 U0의 동작 시간이고, T2는 한 PWM 사이클에서 전압 벡터 U60의 동작 시간이며, T0은 영 시퀀스 성분의 동작 시간입니다.

먼저 V_α 및 V_β 값을 사용하여 섹터 섹터를 결정한 다음 삼각 함수 및 Vdc 값에 따라 T1, T2 및 T0 값을 계산합니다.

A= V_β;

B= 1.7320508*V_α-V_β;

C= -1.7320508*V_α-V_β;

if(A>= 0) {a= 1;} else a= 0;

if(B>= 0) {b= 1;} else b= 0;

if(C>= 0) {c= 1;} else c= 0;

N=a+2*b+4*c;

스위치(N)

{

사례 1: 섹터 = 2; 부서지다;

사례 2: 섹터 = 6; 부서지다;

사례 3: 섹터 = 1; 부서지다;

사례 4: 섹터 = 4; 부서지다;

사례 5: 섹터 = 3; 부서지다;

사례 6: 섹터 = 5; 부서지다;

기본값: 중단;

}

인버터 회로에서 MOSFET의 스위칭 시간을 줄이기 위해 7세그먼트 공간 벡터 합성 기법을 사용할 수 있습니다. 이 기법은 각 벡터 섹터의 시작과 끝에 제로 벡터(000)를 두고, 중간에 제로 벡터(111)를 두고, 나머지 시간에는 유효 벡터를 사용합니다. 아래 그림과 같습니다.

SVPWM 전압이 PMSM 모터의 3상 단자에 적용되면 다음 그림과 같이 안장 모양의 위상 전압 파형을 볼 수 있습니다.

로터 각도 관측기 구현

회전자 자속의 위치 θ를 찾는 것이 FOC 알고리즘의 핵심이지만, 모터의 고속 회전 과정에서 회전자 자속의 위치 θ를 정확하게 찾기에는 홀 센서의 정확도가 부족합니다. . 이 경우 로터 각도 관찰자가 필요합니다. 회전자 자속의 각도 정보는 역기전력으로부터 얻을 수 있습니다. 모터의 역기전력을 직접 측정할 수는 없지만 역기전력의 값은 관찰자 방법으로 계산할 수 있습니다.

관찰자 전류와 실제 전류 사이의 오차 값은 슬라이딩 모드 제어 표면 S로 선택됩니다.

슬라이딩 모드 게인 K가 충분히 크면 다음과 같은 슬라이딩 모드 제어 표면 S를 찾을 수 있습니다.

슬라이딩 모드 관찰자의 시스템 블록 다이어그램은 다음과 같습니다.

슬라이딩 모드 제어 표면 S의 안정성을 보장하려면 효과적인 K 및 l 값을 선택하여 다음을 보장해야 합니다.

그리고 l 값은 -1보다 커야 합니다. 마지막으로 회전자의 각도 θ는 아크탄젠트 함수로 계산할 수 있습니다.

GD32F130 시리즈 MCU는 위에서 언급한 SVPWM 생성기, Park/Clark 변환, PI 컨트롤러 및 회전자 위치 관찰기를 쉽게 구현할 수 있습니다. 내장된 고속 및 고정밀 SAR ADC와 MCU의 다중 레벨 인터럽트 시스템은 폐쇄 루프 제어의 실시간 성능을 보장할 수 있습니다.

GD32F130 냉장고 인버터 보드

전면 이미지

반전 이미지