回路の接続を回路要素記号で図示したものを回路図と呼びます。 回路図は、研究およびエンジニアリング計画の必要性のために人々が描く一種の原理レイアウト図であり、物理的および電気的に標準化されたシンボルに基づいています。コンポーネントの動作原理を知ることができ、性能を分析し、電子および電気製品を設置するための計画スキームを提供します。

回路図は、電子エンジニアが学ばなければならない基本的なスキルの 1 つです。この論文は、安定化電源、DCDCコンバータ電源、スイッチング電源、充電回路、定電流源に関連する古典的な回路情報を収集し、エンジニアに超完全かつ詳細で、他では知ることのできない最新の回路図参考情報を提供します。ここで助けてください！

まず、安定化電源

1、3 ~ 25 V 電圧調整可能な電圧安定化の回路図

安定化電源の調整範囲は3.5V～25Vで、出力電流が大きいです。安定化電源は調整可能なレギュレータ管回路を採用しており、満足のいく安定した出力電圧が得られます。

動作原理: 整流とフィルタリングの後、DC 電圧が R1 によって調整チューブのベースに供給され、調整チューブが導電性になります。 V1 が導通している場合、電圧は RP と R2 を通過して V2 を導通し、その後 V3 も導通します。このとき、V1、V2、V3のエミッタ電圧、コレクタ電圧は変化しません（機能は電圧安定管と全く同じです）。 RPを調整することで安定した出力電圧が得られ、R1、RP、R2、R3の比率によってこの回路の出力電圧値が決まります。

コンポーネントの選択: トランス T は 80W ～ 100W、AC220V 入力、AC28V 出力です。 FUは1A、FU3は5a～2aです。 VD6 と VD02 には 1A2 が選択されます。 RP 1W 一般的なポテンショメータ、抵抗値250K～330K、C1 3300μ F/35V 電解コンデンサ、C0.1 および C2 に 3µ。 F 積層コンデンサ C4 470μ F/35Vの電解コンデンサー。 R1は180～220Ω/0.1W～1W、R2、R4、R5は10KΩ、1/8Wです。 V2 の場合は 3055N1、V3 の場合は 180DG2 または 3953SC2、V3 の場合は 12CG3 または 80CG3 を選択します。

2、3 ～ 15 V の安定化および調整可能な電源の回路図

コンピューターを修理したり、電子製品を作成したりする場合でも、安定化電源がなければできません。これは、DC 電圧を 3V から 15V まで連続的に調整できる安定化電源で、最大電流は 10A に達します。この回路には温度補償特性を備えた高精度標準電圧源集積回路TL431を使用しており、安定化電圧精度が高くなります。特別な要件がなければ、基本的には通常のメンテナンスと使用に対応できます。回路は次の図を参照してください。

その動作原理は 5 つの部分に分かれています。最初の部分は固定の 1.5V3A 安定化電源回路で、もう 15 つの部分は XNUMX ～ XNUMXV で連続的に調整可能なルートを備えた別の高精度大電流安定化回路です。

最初の回路の回路は非常に単純です。シリコンブリッジ QL8 を介してトランスの 1 次 1V AC 電圧によって整流された DC 電圧が C5 電解コンデンサによってフィルタリングされた後、1V 三端子電圧レギュレータ LM5 によって調整なしで出力端で固定の 7805VXNUMXA 安定化電源を生成できます。この電源は、コンピュータボードのオーバーホール時に内部電源として使用できます。

431番目の部分は、基本的に一般的な直列安定化電源と同じですが、温度補償特性と高精度を備えた標準電圧源集積回路TLXNUMXが使用されるため、回路が簡素化され、コストが削減され、電圧安定化性能が向上します。とても高いです。

この図では、抵抗器 R4、電圧レギュレータ TL431、およびポテンショメータ R3 が連続的に調整可能な定電圧源を形成し、BG2 ベースに基準電圧を供給します。電圧レギュレータ TL431 の安定化値は連続的に調整可能で、これによって安定化電源の最大出力電圧が決まります。電圧の調整範囲を広げたい場合は、R4とR3の抵抗値を変更することができますが、当然トランスのXNUMX次電圧も高くする必要があります。

トランスの電力は出力電流に応じて柔軟に制御でき、二次電圧は約15Vです。 ブリッジ整流器用の整流器 QL は 15 ～ 20A のシリコンブリッジで作られており、コンパクトな構造で中央に固定ネジが付いています。筐体のアルミ板に直接固定できるので放熱効果があります。

機能するのは、金属シェルを備えた高電流NPNシリコンチューブです。発熱量が高いため、シャーシが許せば、大型のヒートシンクを購入して放熱面積を拡大してください。大電流が必要ない場合は、より電力の低いシリコンチューブに切り替えることもでき、これにより体積を小さくすることができます。

フィルタ 50V4700uF の電解コンデンサ C5 と C7 をそれぞれ 50 個並列に接続し、大電流の出力をより安定させます。また、このコンデンサは比較的大きな容量のものを購入する必要があり、小さな容量のものには可能な限り 4700VXNUMXuF と表示されている必要があります。電圧が頻繁に変動したり、長期間使用しなかった場合は故障しやすくなります。

最後に電源トランスについてお話します。自分で巻けず既製品が買えない場合は、変圧器の代わりに既製品の200W以上のスイッチング電源を購入することも可能です。これにより、電圧安定化性能をさらに向上させることができるが、製造コストはそれほど変わらない。その他の電子部品には特別な要件はなく、取り付け後に大きな調整を行わなくても正常に動作します。

第二に、スイッチング電源

1、PWMスイッチング電源用統合制御IC-UC3842の動作原理

次の図に UC3842 の内部ブロック図とピン配置を示します。 UC3842 は、固定動作周波数パルス幅制御可能な変調モードを採用しており、8 ピンを備えています。各ピンの機能は次のとおりです。

①これはフットエラーアンプの出力端であり、外付けの抵抗コンデンサ素子はエラーアンプのゲインと周波数特性を改善するために使用されます。

(2) このピンはフィードバック電圧の入力端子であり、誤差アンプの非反転端子の基準電圧 2.5V と比較されて誤差電圧が生成され、パルス幅が制御されます。

③ フィートは電流検出入力で、検出電圧が 1V を超えるとパルス幅を狭めて電源を断続的に動作させます。

④ フットはタイミング端子であり、内部発振器の動作周波数は外付けの抵抗と容量の時定数 f=1.8/(RT× CT）；

⑤ 足は共通の基盤です。

⑥ 足元はプッシュプル出力端子、内部はトーテムポール、立ち上がり、立ち下がり時間はわずか50ns、駆動能力は± 1A ；

⑦ このピンは DC 電源の電源端であり、不足電圧および過電圧ロック機能があり、チップの消費電力は 15mW です。

⑧ 足元は負荷容量5mAの50V基準電圧出力端子です。

UC3842の内部原理ブロック図

UC3842 は、優れた性能、幅広い用途、シンプルな構造を備えた PWM スイッチング電源の統合コントローラです。出力端子がXNUMXつしかないため、主にオーディオ端子で制御するスイッチング電源として使用されます。

UC3842 の 7 ピンは電圧入力端子で、開始電圧範囲は 16 ～ 34V です。 電源が開始されると、VCC﹤16V、コンパレータの入力電圧は0になります。このとき、基準電圧は生成されず、回路は動作しません。 Vcc﹥16V の場合、入力電圧シュミット コンパレータは 5V ファーン電圧レギュレータにハイ レベルを送り、5V 基準電圧を生成します。この電圧は、一方では内部回路に供給して動作し、他方では通過します。

⑧ 足元は外部基準電圧を供給します。 シュミット コンパレータがハイ レベルになると (チップが動作を開始した後)、回路の動作状態に影響を与えることなく、Vcc を 10V ～ 34V の範囲で変更できます。 Vcc が 10V より低くなると、シュミット コンパレータは再びロー レベルになり、回路は動作を停止します。

基準電圧源が 5V の基準電圧出力を備えている場合、基準電圧検出ロジックコンパレータは出力回路へのハイレベル信号に達します。 一方、発振器は④ピンの外部 Rt および Ct パラメータに従って f=/Rt.Ct の発振信号を生成し、この信号はトーテムポール回路の入力に直接適用されます。

もう 1 つの経路は PWM パルス幅 RS トリガの設定端子に追加され、RS PWN パルス幅変調器の R 端子は電流検出コンパレータの出力端子に接続されます。 端子 R はデューティ制御端子です。 Rの電圧が上昇するとQ端子のパルス幅が広がり、⑥端子のパルス幅も広がります(デューティ比が大きくなります)。 R端子の電圧が低下するとQ端子のパルスが狭くなり、⑥端子のパルス幅も狭くなります(デューティ比が小さくなります)。

UC3842 の各ポイントのタイミングを図に示します。 E 点がハイレベルで、A 点と B 点がすべてハイレベルの場合のみ、ハイレベルが D 点に送られ、ローレベルが C 点に送られます。それ以外の場合は、ローレベルが点 C に送られます。ポイント D と高レベルがポイント C に送信されます。 ② 通常、フィートは出力電圧サンプリング信号 (フィードバック信号とも呼ばれます) に接続されます。 ② フット電圧が上昇すると、① フット電圧が低下し、R 端子の電圧も低下しますので、⑥ フットパルスが狭くなります。 逆に⑥足の脈拍が広くなります。

③ 足元は電流検出端子です。通常、小さな抵抗のサンプリング抵抗がパワー管のソースまたはエミッタに直列に接続され、スイッチ管を流れる電流を電圧に変換し、この電圧を足元に導入します。 負荷短絡などによりパワー管の電流が増加し、サンプリング抵抗の電圧が1Vを超えた場合、⑥端子はパルス出力を停止し、パワー管を損傷から保護します。

2、TOP12Pで構成された20V、224WスイッチングDC安定化電源回路

TOP12Pで構成された20V、224Wスイッチング直流安定化電源回路を図に示します。

この回路には、TOP224P 1 端子モノリシック スイッチング電源 (IC817) と PC2A リニア フォトカプラ (ICXNUMX) の XNUMX つの集積回路が使用されています。 AC 電力は UR と Cl によって整流およびフィルタリングされて DC 高電圧 Ui を生成し、高周波トランス T の一次巻線に電力を供給します。

VDz1 と VD1 は、漏れインダクタンスによって生成されるピーク電圧を安全な値にクランプし、リンギング電圧を減衰させることができます。 VDz6 には逆ブレークダウン電圧 200V の P200KE1 過渡電圧サプレッサが使用され、VDl には 4005A/1V の UF600 超高速リカバリ ダイオードが使用されています。

二次巻線電圧は、VΦ、C2、L3、C12によって整流およびフィルタリングされ、XNUMXVの出力電圧Uoが得られます。 Uo 値は、VDz2 の安定電圧 Uz2、フォトカプラ内の LED の順方向電圧降下 UF、および R1 での電圧降下の合計によって設定されます。

他の出力電圧値は、高周波トランスの巻数比と VDz2 の調整値を変更することで得られます。 R2 および VDz2 V は、軽負荷時の負荷レギュレーション率を向上させるために、12V 出力のダミー負荷も提供します。 フィードバック巻線電圧は、VD3 と C4 によって整流およびフィルタリングされ、TOP224P で必要なバイアス電圧に供給されます。 R2とVDz2は制御端子の電流を調整するために使用され、出力デューティ比を変更して電圧安定化の目的を達成します。

共模扼流圈L2能减小由一次绕组接D端的高压开关波形所产生的共模泄漏电流。C7为保护电容，用于滤掉由一次、二次绕组耦合电容引起的干扰。C6可减 小由一次绕组电流的基波与谐波所产生的差模泄漏电流。C5不仅能滤除加在控制端上的尖峰电流，而且决定自启动频率，它还与R1、R3一起对控制回路进行补偿。

この電源装置の主な技術的指標は次のとおりです。

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  この電源の主な技術指標は次のとおりです。 AC 入力電圧範囲: U = 85 ～ 265 V。
  

• 入力電力網周波数: FLL = 47 ~ 440 Hz;
  

• 出力電圧 (io = 1.67a): uo = 12v;
  

• 最大出力電流: IOM=1.67A;;
  

• 連続出力：Po=20W(TA=25℃、または15W(TA=50℃))
  

• 電圧調整率：η= 78％;
  

• 最大出力リップル電圧：± 60mV；
  

• 使用温度範囲：TA=0～50℃。

  
  

第三に、DC-DC電源

1、3Vから+5V、+12Vまでの回路図

バッテリーを使用するポータブル電子製品は一般に低い電源電圧を採用しており、これによりバッテリーの数を減らし、製品のサイズと重量を削減するという目的を達成できます。したがって、動作電圧として 3 ～ 5V が一般的に使用されます。回路の安定性と精度を確保するには、安定化電源が必要です。

回路が 5V の動作電圧を使用しているが、より高い動作電圧が必要な場合、設計者は困惑することがよくあります。 本稿では、この問題を解決し、電力供給に必要な電池は 2 つだけで済む、2 つの昇圧モジュールで構成される回路を紹介します。

この回路は、周辺部品が少なく、小型、軽量、+5Vおよび+12Vの安定した出力が特徴であり、ポータブル電子製品の要件を満たしています。 +5V電源では60mAを出力でき、+12V電源では最大出力電流は5mAです。

回路は上図に示されています。 AH805ブーストモジュールとFP106ブーストモジュールで構成されます。 AH805は1.2～3V入力、5V出力のブーストモジュールで、100V駆動時に3mAの電流を出力できます。 FP106 は、入力電圧 4 ～ 6 V、出力電圧 29±±の固定 SMD 昇圧モジュールです。 1V、出力電流は40mAに達する可能性があり、AH805とFP106はすべてレベル制御されたパワーオフ制御端子です。

3Vアルカリ電池1.5本から出力される805V電圧をAH5に入力し+5V電圧を出力し、片方は106V出力、もう片方はFP28に入力して30～12Vの電圧を生成し、電圧安定器で安定化させます。 +XNUMXVの電圧を出力します。

図から、電圧安定管の電圧安定値を変えることで、異なる出力電圧が得られ、非常に柔軟に使用できることがわかります。 FP106の足⑤は制御電源オフ端子です。電源を切ると消費電力はほぼゼロになります。フット⑤のレベルが2.5Vまで上がると電源が入ります。 ピン⑤のローレベルが0.4V未満になると、電源がオフになります。 回路または手動で制御できます。コントロールが必要ない場合、5 番目の足は 8 番目の足に接続されます。

2、MC3.6で9V～34063Vの回路図を作成

機能モード：

• 無負荷: 入力: 3.65V、18uA (600mAH バッテリースタンバイで XNUMX 年以上に相当)
  

• 負荷: 出力: 9.88V、50.2mA、入力: 3.65V、186.7mA、効率は72%

  
  

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働く原則：

• 無負荷時はICの6ピンに電気が流れず動作を停止します。入力時の 3.65V の動作電流はわずか 18uA (600mAH バッテリスタンバイ状態で XNUMX 年以上に相当) です。

  
  


負荷がある場合(Q1にIeb電流がある場合)、8550のEC極がオンになり、ICは電気で動作します。 ICが動作するかどうかは、電池に相当する負荷の有無で決まります。 電圧変換にICを使用しているので高効率で安定した出力が得られます！

この回路は、いくつかの改良と電力増加により、「スイッチングなしの 4.2V ～ 5V モバイル電源」として使用できます。 電池ボックスを携帯電話のバックアップ電源として使用可能！

第四に、充電回路

1、lm358アルカリ充電器の回路図

アルカリ電池が充電できるかどうかについては、2 つの異なる意見があります。 充電もできて効果は非常に良いという意見もあります。 まったく充電できないという人もいますし、バッテリーの説明には爆発の危険性があることが示されています。 実はアルカリ電池でも充電可能で、充電回数は一般的に30～50回程度です。

実際、充電方法を習得すると、まったく異なる 2 つの結果がもたらされます。 まず、アルカリ電池は充電できるのは間違いありません。同時に、電池の説明には、アルカリ電池は充電できず、充電すると爆発する可能性があると記載されています。

これも真実ですが、ここでの言葉は爆発を引き起こす「可能性がある」ということに注意してください。 メーカーの自己防衛声明としての免責事項としても理解できます。 アルカリ電池の充電の鍵は温度です。 バッテリーが高温にならずに充電できる限り、充電プロセスは正常に完了できます。正しい充電方法にはいくつかのポイントが必要です。

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  低電流50MA
  
• しかし、1.7Vを充電しますが、1.3Vを入れます

  
  

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充電の練習をしてみたら、「充電できない」と言い切る人もいます。電気が充電できない、電気が短時間しか使えない、液漏れ、爆発する原因はほとんどが充電器の問題です。充電器の充電電流が大きすぎて、50ミリアンペアをはるかに超えている場合（たとえば、一部の急速充電器の充電電流が200ミリアンペアを超えている場合）、直接的な影響としてバッテリーの温度が非常に高くなり、触ると熱くなって漏電が発生します。軽度の場合は爆発、重度の場合は爆発。充電にニッケル水素充電池充電器を使用する人もいます。低グレードの充電器には充電を自動的に停止する機能がありません。バッテリーを長時間過充電すると、液漏れや爆発の危険があります。 より優れた充電器には自動充電停止機能が付いていますが、一般的に充電停止電圧はニッケル水素充電池の1.42Vに設定されているのに対し、アルカリ電池の満充電電圧は約1.7V・Vです。そのため、電圧が低すぎると充電できないように感じられ、電力消費時間が短くなり効果がありません。 次に、バッテリーが完全になくなるまで充電する前にバッテリーを放電すべきではないという考えがあります。このように、どんなに優れたバッテリーでも 3 ～ 5 回の充電では効果は低くなります。通常、電圧1.3V以上のNanfuアルカリ電池の使用をお勧めします。 したがって、アルカリ電池を充電する場合は、充電電流が約 50ma、充電カットオフ電圧が約 1.7V V の認定された充電器が必要です。 充電器を見てください。アルカリ電池専用の充電器、いわゆる特許製品が市販されています。 実際には充電電圧1.7V、電流50maの簡単な回路です。 手元にある既存部品のLM358とTL431を使って簡単な回路を作りました。カットオフ電圧は1.67Vで、充電は自動的に停止します。費用はわずかXNUMX元です。 興味のある友人の参考に。

関連説明:

アルカリマンガン二次電池：アルカリ亜鉛マンガン電池をベースに開発されました。水銀を含まない亜鉛粉末と新添加剤を採用しているため、無水銀アルカリマンガン電池とも呼ばれています。 この種の電池は、元のアルカリ電池の放電特性を変えることなく、数十〜数百回充電して使用でき、比較的経済的です。アルカリマンガン電池を略してアルカリマンガン電池といいます。 1882 年に開発に成功し、1912 年に開発、1949 年に生産開始されました。 電解質としてNH4Clの代わりにKOH電解質溶液を使用すると、電解質と構造の両方が大きく変化し、電池の比エネルギーと放電電流が大幅に改善されることがわかりました。

その特徴は次のとおりです。

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  開路電圧は1.5Vです。
  

• 使用温度範囲は-20℃～60℃で高温・寒冷地に適しています。
  

• 大電流連続放電容量は酸性Zn-Mn電池の約5倍です。
  

• 低温放電性能も非常に優れています。 充電回数は30回未満、一般的には10〜20回であり、専用の充電器が必要であり、充電容量が非常に簡単に失われます。

  
  

2、2.75W中電力USB充電器の回路図

この設計には、Power Integrations の LinkSwitch シリーズ製品 LNK613DG が採用されています。 この設計は、携帯電話や同様の USB 充電器アプリケーション (携帯電話のバッテリ充電器、USB 充電器、または定電圧/定電流特性を持つアプリケーションを含む) に非常に適しています。

この回路では、ダイオード D1 ～ D4 が AC 入力を整流し、コンデンサ C1 と C2 が DC をフィルタリングします。 L1、C1、C2 は π 型フィルターを形成し、差動モード伝導によって引き起こされる EMI ノイズを減衰します。 これらは Power Integrations の変圧器 E シールドに関連していますか? この技術により、この設計は十分なマージンを持って EN55022 B クラス伝導 EMI の要件を容易に満たすことができ、Y コンデンサは必要ありません。 耐火性、可溶性、巻線抵抗器 RF1 は重大な障害保護を提供し、起動時に発生するサージ電流を制限できます。

図 1 は、U1 がオプションのバイアス電源によって電力供給されていることを示しています。これにより、無負荷時の消費電力を 40 mW 未満に削減できます。 バイパス コンデンサ C4 の値によって、ケーブル電圧降下補償の量が決まります。 1μF の値は、0.3 Ω、24 AWG USB 出力ケーブルの補償に相当します。 (10 μF コンデンサは 0.49 Ω、26 AWG USB 出力ケーブルを補償します。 )

定電圧段では、出力電圧はスイッチ制御によって調整されます。 スイッチング周期をスキップすることで出力電圧を維持します。 イネーブル期間とディセーブル期間の比率を調整することで、電圧を維持できます。 これにより、負荷範囲全体でコンバータの効率を最適化することもできます。 軽負荷時（トリクル充電）では電流制限点が下がりトランスの磁束密度が下がり、オーディオノイズやスイッチング損失が低減されます。 負荷電流が増加すると、電流制限点も増加し、スキップされる期間はますます少なくなります。

スイッチング サイクルがスキップされない (最大電力点に達する) と、LinkSwitch-II のコントローラーは定電流モードに切り替わります。 負荷電流をさらに増やす必要がある場合、出力電圧は低下します。 出力電圧の低下はFB端子電圧に反映されます。 FB端子の電圧降下に応じてスイッチング周波数が直線的に低下し、定電流出力を実現します。

D5、R2、R3、および C3 は RCD-R クランプ回路を構成し、漏れインダクタンスによって引き起こされるドレイン電圧スパイクを制限するために使用されます。 抵抗器 R3 は比較的大きな値を持ち、漏れインダクタンスによって引き起こされるドレイン電圧の波形振動を回避するために使用されます。これにより、ターンオフ期間中の過度の振動が防止され、伝導 EMI が低減されます。

ダイオード D7 は二次側を整流し、C7 は二次側をフィルタします。 C6 と R7 は共同して D7 の過渡電圧スパイクを制限し、伝導および放射 EMI を低減できます。 抵抗器 R8 とツェナー ダイオード VR1 は出力ダミー負荷を形成し、無負荷時の出力電圧が許容範囲内であること、および充電器が AC 主電源から切断されたときにバッテリーが完全に放電されないことを保証できます。 帰還抵抗 R5 と R6 は、定電圧段での最大動作周波数と出力電圧を設定します。

V.定流量源

1、3線式定電流源の駆動回路の設計方法

定電流源駆動回路は、温度センサー Pt1000 を駆動し、温度とともに変化する検出抵抗信号を測定可能な電圧信号に変換する役割を果たします。 このシステムでは、必要な定電流源は、出力電流が一定であること、温度安定性が良いこと、出力抵抗が大きいこと、出力電流が 0.5ma 未満 (Pt1000 には自己発熱効果の上限がない)、電源の一端が接地されていることなどの特性を備えている必要があります。負荷、出力電流の極性変更など。

集積オペアンプのパラメータに対する温度の影響は、トランジスタやFETのパラメータに比べて少ないため、集積オペアンプで構成される定電流源は、安定性が高く、定電流性能が高いという利点があります。 特に負荷の一端を接地する必要がある場合に広く使用されます。 そこで、図2に示すデュアルオペアンプ定電流源を採用しています。 アンプ UA1 は加算器を形成し、UA2 はフォロワを形成します。 UA1 と UA2 は両方とも、低ノイズ、低オフセット、高開ループ ゲインを備えたバイポーラ オペアンプ OP07 です。

図２の基準抵抗Ｒｒｅｆの上端の電位をＶａ、下端の電位をＶｂとし、Ｖａを非反転加算器ＵＡ１の出力とする。抵抗 R2=R1、R1=R2 とすると、Va=VREFx+Vb となるため、定電流源の出力電流は次のようになります。

デュアル オペアンプ定電流源には、次のような顕著な特性があることがわかります。

• 負荷は接地できます。
  

• オペアンプが二重電源で駆動される場合、出力電流はバイポーラになります。
  

• 入力リファレンス VREF を変更するか、リファレンス抵抗 Rref0 を調整することで定電流を実現できるため、安定した低電流と補償校正が容易に得られます。

抵抗の不整合により、基準抵抗 Rref0 の両端の電圧は、その駆動負荷の端子電圧 Vb の影響を受けます。 同時に、定電流源であるため、負荷の変化に応じて Vb は確実に変化し、定電流源の安定性に影響を与えます。 明らかに、これは高精度の定電流源には受け入れられません。 したがって、1 つの抵抗器 R2、R3、R4、および RXNUMX の選択原則は、不整合をできるだけ小さくし、抵抗器の各ペアの不整合方向を一貫させる必要があるということです。 実際には、同じバッチ内の多数の高精度抵抗器をスクリーニングして、同様の抵抗値を持つ 4 つの抵抗器を選択できます。

2、スイッチング高耐圧定電流源の回路図

この機器の開発には、1 ～ 0 メガオームの抵抗で 3MA の電流を生成できる定電流源が必要です。定電流源は、UC3845 と 12V バッテリを組み合わせて設計されています。トランスはカラーテレビの高圧パッケージで、L1はオリジナルの高圧パッケージのコアに24ターン巻かれ、L3にはオリジナルの高圧パッケージのコイルが、L2には高圧パッケージのコイルが巻かれています。高電圧パッケージの一部。 また、L3 と LM393 は出力電圧が高くなりすぎることを制限する電圧制限回路を構成しており、R10 を調整することで開放出力電圧を調整できます。

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