開關電源內部主要損耗 為提高開關電源的效率，必須區分各種損耗和粗略估計。開關電源內部的損耗大致可分為四個面向：開關損耗、傳導損耗、附加損耗、電阻損耗。這些損耗通常同時出現在有損元件中，以下將分別討論。開關電源的主要內部損耗要提高開關電源的效率，必須區分並粗略估計各種損耗。開關電源內部的損耗大致可分為四個面向：開關損耗、傳導損耗、附加損耗、電阻損耗。這些損失通常在有損元件中同時發生，以下將分別討論。

與電源開關相關的損耗

功率開關是典型開關電源中兩個主要損耗源之一。損耗基本可分為兩部分：傳導損耗和開關損耗。導通損耗是指功率元件導通後，驅動和開關波形穩定後，功率開關處於導通狀態時的損耗。開關損耗是驅動功率開關管進入新的工作狀態時，驅動和開關波形處於過渡過程中產生的損耗。這些階段及其波形如圖 1 所示。

傳導損耗可以透過開關兩端的電壓和電流波形的乘積來測量。這些波形均近似為線性，導通時的功率損耗由公式（1）給出。

控制這種損耗的典型方法是盡量減少電源開關導通期間的電壓降。為了實現這一目標，設計人員必須使開關在飽和狀態下運作。這些條件由公式（2a）和公式（2b）給出。透過基極或閘極過流驅動，確保集電極或汲極電流由外部元件控制，而不是由電源開關本身控制。

電源開關時的開關損耗較為複雜，有其自身的因素，也有相關元件的影響。與損耗相關的波形只能用示波器觀察，示波器的電壓探頭連接到汲極-源極（集極-射極）端子，而交流電流探頭可以測量汲極或集極電流。測量每個開關的瞬時損耗時，必須使用屏蔽短引線探頭，因為任何一段非屏蔽導線都可能引入其他電源的噪聲，因此無法準確顯示真實波形。一旦獲得了良好的波形，就可以透過簡單的三角形和矩形分段求和法粗略地計算這兩條曲線所包圍的面積。例如圖的導通損耗。 1可透過公式（3）計算。

此結果僅為功率開關在導通期間的損耗值，將關斷和導通損耗相加即可得到導通期間的總損耗值。

與輸出整流器相關的損耗

在典型的非同步整流開關電源的內部總損耗中，輸出整流器的損耗約佔總損耗的40%～65%。所以理解這一部分非常重要。與輸出整流器相關的波形如圖2所示。

整流器損耗也可分為開通損耗、開啟損耗、關斷損耗三部分。

整流器的導通損耗是指整流器導通時，電流和電壓波形穩定時的損耗。透過選擇在一定電流流過時正向壓降最小的整流器來抑制此損耗。 PN接面二極體的正向VI特性較平坦，但壓力降較大（0.7～1.1V）。蕭特基二極體的轉折電壓較低（0.3～0.6V），但其電壓-電流特性較不陡峭，這意味著隨著電流的增加，其直流電壓比PN接面二極體增加得更快。將波形中的過渡過程分割成矩形和三角形區域，損耗可透過公式（3）計算。

分析輸出整流器的開關損耗要複雜得多。整流器本身固有的特性，在局部電路中會引發許多問題。

在開通期間，過渡過程由整流管的正向恢復特性決定。恢復時間tfrr是從在二極體兩端施加直流電壓到正向電流開始流動的時間。對於PN結快恢復二極體，這個時間為5～15ns。肖特基二極體由於其固有的較高結電容，有時會表現出更長的正向恢復時間。雖然這種損失不是很大，但它會在電源內部引起其他問題。在恢復期間，電感器和變壓器沒有很大的負載阻抗，而功率開關或整流器仍處於關斷狀態，這使得儲存的能量振盪，直到整流器最終開始流過正向電流並箝位功率訊號。

在關斷瞬間，反向恢復特性扮演主要角色。當在二極體兩端施加反向電壓時，PN接面中的載子決定了PN接面的反向恢復特性。這些遷移率有限的載子需要從與它們最初進入結相反的方向出去，從而構成流過二極體的反向電流。與此相關的損耗可能很大，因為在結電荷耗盡之前，反向電壓就會迅速上升，反向電流會透過變壓器反射到初級功率開關管，這會增加功率管的損耗。以圖1為例，可以看到導通期間的峰值電流。

類似的反向恢復特性也會出現於高壓肖特基整流器。這種特性並非由載子引起，而是由這些肖特基二極體的高結電容所引起的。所謂高壓肖特基二極體，是指其反向擊穿電壓大於60V。類似的反向恢復特性也會出現於高壓肖特基整流器。這種特性並非由載子引起，而是由這些肖特基二極體的高結電容所引起的。所謂高壓肖特基二極體，是指其反向擊穿電壓大於60V。

與濾波電容相關的損耗

輸入濾波電容雖然對電源的工作壽命影響很大，但並不是開關電源的主要損耗源。如果輸入電容選擇不正確，電源就無法達到其實際的高效率。輸入濾波電容雖然對電源的工作壽命影響很大，但並不是開關電源的主要損耗源。如果輸入電容選擇不正確，電源就無法達到其實際的高效率。

每個電容器都有一個與電容器串聯的小電阻和電感。等效串聯電阻（ESR）和等效串聯電感（ESL）是由於電容器結構引起的寄生元件，它們都會阻礙外部訊號施加到內部電容器上。因此，電容在直流工作時性能最好，但在電源的開關頻率下其性能會差很多。

輸入電容是功率開關或輸出整流器產生的高頻電流的唯一來源（或儲存場所），因此透過觀察這些電流波形可以合理地確定流過這些電容的ESR的電流。該電流不可避免地會在電容器中產生熱量。設計濾波電容器的主要任務是確保電容器內部的熱量足夠低，以確保產品的壽命。公式（4）給出了電容器ESR所引起的功率損耗的計算公式。

不僅電容器模型的電阻部分會產生問題，而且如果並聯電容器的引線不對稱，引線電感也會使電容器內部發熱不平衡，從而縮短溫度最高的電容器的壽命。

補充損失

額外的損耗與運行電源電路所需的所有功能設備有關，包括與控制IC相關的電路和反饋電路。與電源的其他損耗相比，這些損耗一般較小，但可以進行一些分析，看看是否有改進的可能性。額外的損耗與電源電路運作所需的所有功能元件有關，包括與控制IC相關的電路以及反饋電路。這些損失與電源的其他損耗相比，一般較小，但可以進行一些分析，看看是否還有改進的可能性。

首先，啟動電路。啟動電路從輸入電壓中獲得直流電流，使控制IC和驅動電路有足夠的能量來啟動電源。如果此啟動電路無法在電源啟動後切斷電流，則電路將有高達3W的持續損耗，損耗取決於輸入電壓。

第二個主要方面是功率開關驅動電路。如果電源開關採用雙極功率電晶體，則基極驅動電流必須大於電晶體集電極E的峰值電流除以增益（hFE）。功率電晶體的典型增益在5~15之間，這表示如果是10A的峰值電流，則需要0.66~2A的基極電流。基極和射極之間有0.7V的電壓降。如果無法從非常接近0.7V的電壓獲得基極電流，就會產生很大的損失。

功率MOSFET的驅動效率高於雙極型功率電晶體。 MOSFET的閘極有兩個等效電容連接到汲極和源極，分別是閘源電容Ciss和汲源電容Crss。 MOSFET的閘極驅動損耗來自於MOSFET導通時輔助電壓對閘極電容的充電，以及MOSFET關斷時對地放電。閘極損耗的計算公式為（5）。

對於這種損失，除了選擇具有較低Ciss和Crss值的MOSFET之外，沒有太多可以做的事情，這樣就可以稍微降低最大閘極驅動電壓。

與磁性元件相關的損耗

對於一般的設計工程師來說，這部分是非常複雜的。由於磁性元件術語的特殊性，以下的損耗主要由磁芯廠商以圖表的形式來表示，使用起來非常方便。這些損失列在這裡，以便人們評估損失的性質。

與變壓器和電感器有關的損耗主要有三種：磁滯損耗、渦流損耗和電阻損耗。在設計和構造變壓器和電感器時可以控制這些損失。

磁滯損耗與繞線匝數、驅動方式有關。它決定了每個工作循環中 BH 曲線所掃過的面積。掃掠面積是磁場力所做的功，它重新排列磁芯中的磁疇。掃掠面積越大，磁滯損耗越大。損失由公式（6）給出。

從公式中可以看出，損耗與工作頻率的平方和最大工作磁通密度成正比。雖然這個損失不像功率開關管、整流器內部的損失那麼大，但處理不當也會成為問題。在100kHz時，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat的50%。在500kHz時，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat的25%。在1MHz時，Bmax應設定為材料飽和磁通密度Bsat的10%。這是由開關電源中鐵磁性材料（3C8等）的特性決定的。

渦流損耗比磁滯損耗小得多，但隨工作頻率的增加而迅速增加，如式（7）所示。

渦流是在強磁場中，磁芯內部大範圍感應出的循環電流。一般情況下，設計人員沒有太多的方法來減少這種損失。渦流是在強磁場中，磁芯內部大範圍內感應出的環流。一般來說，設計師沒有太多的方法來減少這種損失。

電阻損耗是由於變壓器或電感器內部繞組的電阻引起的損耗。電阻損耗有兩種形式：直流電阻損耗和趨膚效應電阻損耗。直流電阻損耗由繞組線的電阻與流過該繞組線的電流有效值的平方的乘積決定。趨膚效應是由於導體中存在較強的交流電磁場，將導體中心的電流推向導體表面，實際上增加了導體的電阻。電流在較小的截面內流動，這使得導體的有效直徑顯得較小。公式（8）在一個表達式中給出了這兩個損失的計算公式。

漏感（以與繞組串聯的小電感來表示）使一部分磁通不與磁芯互鎖而洩漏到周圍的空氣和材料中。其特性不受其相關變壓器或電感的影響，因此繞組的反射阻抗不會影響漏感的性能。

洩漏會造成問題，因為它不會將電力傳輸給負載，而是會在周圍元件中產生振盪能量。在變壓器、電感器的結構設計中，應控制繞組的漏感。每個漏感值都會有所不同，但可以控制在某個額定值。

減少繞組漏感的一些一般經驗法則是：加長繞組長度、靠近磁芯、繞組之間採用緊密耦合技術、以及採用相似的匝數比（例如接近L：1）。對於DC-DC轉換器常用的EE型磁芯，估算漏感為繞線電感的3%～5%。在離線轉換器中，如果變壓器必須符合嚴格的安全規定，初級繞組的漏感可能高達繞組電感的 12%。用於絕緣繞組的膠帶將使繞組變短，並使其遠離磁芯和其他繞組。

後面可以看出，可以利用漏感造成的額外損耗。

在直流電磁鐵的應用中，磁芯的磁路沿線通常留有氣隙。在鐵氧體磁芯中，氣隙位於磁芯的中間，磁通量從磁芯的一端流向另一端，儘管磁力線會從磁芯的中心向外擴散。氣隙的存在，在線圈或氣隙附近產生了磁通密集區，從而在線圈或氣隙附近的金屬部件中引起渦流。這種損失一般不大，但很難確定。

電源主要寄生參數概述

寄生參數是電路內部實際元件的意外電氣特性。它們通常儲存能量並對自身組件作出反應，產生噪音和損失。如何辨別、量化、減少或利用這些不良反應，對設計師來說是一個巨大的挑戰。

在通訊的情況下，寄生特性更加明顯。典型的開關電源中交流值較大的節點主要有兩個，一是功率開關管的集極或汲極；第二個是輸出整流器的陽極。我們要重點抓好這兩個特殊節點。

轉換器的主要寄生參數

所有開關電源都存在一些常見的寄生參數，觀察轉換器主要交流節點的波形可以清楚地看到它們的影響。一些裝置的數據甚至給出了這些參數，例如MOSFET的寄生電容。圖3顯示了兩種常見轉換器的主要寄生參數。

一些寄生參數已被明確定義，例如MOSFET的電容，而其他離散的寄生參數可以用集總參數表示，這使得建模更容易。對於定義不明確的寄生參數，要確定其值非常困難，通常會採用經驗值。換句話說，在設計軟開關時，元件的選擇應基於獲得最佳效果的原則。在電路圖中，將寄生元件放置在適當的位置非常重要，因為電氣支路僅在變換器工作時間的一部分時間內運作。例如，整流器的結電容僅在整流器反向偏壓時才會很大，而當二極體正向偏壓時結電容就會消失。表L列出了一些易於確定的寄生參數、產生這些參數的元件以及這些值的大致範圍。一些特殊的寄生參數值可以從特定元件的數據中獲得。

印刷電路板（PCB）對寄生參數的影響無所不在，良好的PCB佈局規則可以最大限度地減少這些影響。

具有峰值電流的印刷線路對任何印刷線路產生的電感和電容都很敏感，因此這些線路必須短而粗。具有交流高壓的PCB焊點，例如功率開關的漏極或集電極、整流管的陽極等，都容易與相鄰的印製線產生耦合電容，使交流噪聲耦合到相鄰的印製線中。透過「過孔」連接，同一訊號可以流經交流訊號印刷電路的上下兩層。其他寄生參數的影響通常可歸因於相鄰的寄生元件。

了解典型轉換器每個元件的寄生參數性質將有助於確定磁性元件的參數、設計PCB、設計EMI濾波器等。這是所有開關電源設計中最困難的部分。