Como material semiconductor de tercera generación, el SiC ofrece un rendimiento superior al de los materiales basados ​​en silicio en todos los aspectos. En comparación con los dispositivos de potencia tradicionales basados ​​en semiconductores de silicio, los nuevos dispositivos de potencia de SiC presentan ventajas como una alta velocidad de conmutación, un elevado voltaje de bloqueo y una gran capacidad de funcionamiento a altas temperaturas, lo que les permite satisfacer mejor las necesidades de desarrollo de la tecnología de electrónica de potencia del futuro.
Shanghai Zhanxin Electronics, tras tres años de investigación, desarrollo y arduo trabajo, se ha convertido en la primera empresa en China en dominar los procesos de fabricación de MOSFET y SBD de SiC de 6 pulgadas, así como los chips controladores de MOSFET de SiC. Este artículo explica la fiabilidad y las aplicaciones de los dispositivos de potencia de SiC de Zhanxin Electronics, para que los usuarios tengan la tranquilidad de saber que están preparados antes de su uso y se sientan seguros durante el mismo, lo que contribuye a la creación de mejores productos.  
  1. ¿El MOSFET de SiC de Shanghai Zhanxin Electronics dispone de datos sobre los límites de tensión positiva y negativa?  
La especificación de voltaje de puerta del MOSFET de SiC de Zhanxin Electronics (+20V/-5V) está estrictamente certificada de acuerdo con JEDEC, lo que garantiza que la vida útil del producto no sea inferior a 10 años a temperatura ambiente. Para aplicaciones que superen la especificación de voltaje de puerta, hay dos consideraciones principales.  
En primer lugar, el modelo de vida útil de la compuerta en sí está determinado principalmente por el modelo TDDB (Time Dependent Dielectric Breakdown) del SiO2. Ya existe una gran cantidad de datos que demuestran que la calidad de la capa dieléctrica de SiO2 cultivada sobre SiC es tan buena como la del SiO2 cultivado sobre Si. Por lo tanto, desde la perspectiva del TDDB, el voltaje más alto que puede soportar el dieléctrico de compuerta de 20 V y el modelo de vida útil a este voltaje son similares a los del Si. Los MOSFET e IGBT son iguales; Zhanxin Electronics está utilizando su propio MOSFET de SiC para establecer el proceso del dieléctrico de compuerta de SiO2 y el modelo de vida útil del dispositivo.  
En segundo lugar, la mayor diferencia y desafío entre los productos SiC MOSFET y Si MOS (MOSFET e IGBT) es la inestabilidad de temperatura con polarización positiva (PBTI) y la inestabilidad de temperatura con polarización negativa (NBTI). El Vth del dispositivo aumentará después de agregar polarización positiva, y disminuirá después de agregar polarización negativa. Bajo las condiciones de certificación JEDEC, la vida útil del dispositivo se puede garantizar operando dentro de la especificación de voltaje de puerta. Para modelos de vida útil de aplicación que excedan la especificación de voltaje de puerta, Zhanxin Electronics está construyendo equipos y realizando una planificación e investigación detalladas. En términos generales, siempre que el voltaje de puerta positivo no exceda los 25 V y el voltaje de puerta negativo no caiga por debajo de -10 V, los pulsos relativamente pequeños del ciclo de trabajo no causarán daños irreparables al rendimiento del dispositivo. La relación cuantitativa específica y el modelo de vida útil se darán al final de la primera ronda de investigación.  
  2. ¿Cómo resuelve Shanghai Zhanxin Electronics el problema de establecer un voltaje de accionamiento negativo en las aplicaciones de MOSFET de SiC? ¿Es fiable este enfoque?  
Zhanxin Electronics ha desarrollado el primer controlador de 35 V/4 A de la industria, el IVCR1401D/IVCR1401DP, en un encapsulado de 8 pines con control de voltaje negativo integrado. Tras el arranque del controlador, la salida NEG se conecta a tierra (GND), y la fuente de corriente interna carga rápidamente el condensador de voltaje negativo. Una vez establecido el voltaje negativo, se libera el pin NEG, y el regulador de voltaje negativo interno ajusta el voltaje negativo a -3.5 V para un funcionamiento normal. Posteriormente, la señal de control de puerta NEG conmuta entre (VCC-3.5 V) y -3.5 V. La figura siguiente muestra el proceso de establecimiento del voltaje negativo del condensador. Se necesitan aproximadamente 28 µs para cargar un condensador de 1 µF. Se deben utilizar condensadores X7R con una capacitancia Cg superior a 100 veces para reducir la ondulación en el condensador de voltaje negativo, de modo que el voltaje negativo se pueda establecer y controlar de forma fiable y estable. El circuito del sistema de pruebas de envejecimiento de nuestra empresa ha sido verificado con este chip. Puede controlar MOSFET de SiC bajo las condiciones de funcionamiento de 1000 V/20 A/125 ℃. Tras 1000 horas de funcionamiento continuo, seguirá funcionando de forma estable y fiable.  
    Figura 1      3. ¿Cómo resuelve Shanghai Zhanxin Electronics el problema de los picos de voltaje negativos en las aplicaciones de MOSFET de SiC? ¿Cuál es el mecanismo de generación de picos de presión negativa? ¿Cuáles son las formas de abordarlo?  
El MOSFET de SiC tiene una velocidad de conmutación más rápida que los dispositivos de potencia de Si tradicionales. Sin embargo, este rápido proceso transitorio hará que el rendimiento de conmutación del MOSFET de SiC sea más sensible a los parámetros parásitos del bucle, especialmente reflejado en la forma de onda de control. La siguiente figura muestra el pico de voltaje producido por el efecto Miller. En la aplicación de medio puente del MOSFET de SiC, el tubo inferior permanece apagado. Cuando el tubo superior se apaga, se generará un dv/dt mayor. Debido a la inductancia parásita en el bucle de potencia y el bucle de control, se generará una corriente Miller mayor. Esta corriente generará una caída de voltaje en la resistencia de control RG, lo que resulta en un pico negativo en la forma de onda de VGS; de manera similar, cuando el tubo superior se enciende, también se generará un dv/dt mayor. Debido a la inductancia parásita presente en el bucle, también se generará una corriente Miller mayor. Esta corriente generará una caída de voltaje en la resistencia de control RG, lo que resulta en un pico positivo que aparece en la forma de onda de VGS.     Figura 2  
  Para reducir el pico de presión negativa del accionamiento, existen varias sugerencias:  
1) Conecte un MOS en configuración espalda con espalda (modelo recomendado: QS5K2TR) en paralelo a la resistencia de control RG para reducir la caída de voltaje causada por el efecto Miller en RG, reduciendo así el voltaje pico de Miller, como se muestra en la figura siguiente Q1, Q2;
  Figura 3 2) Coloque el chip controlador lo más cerca posible de la puerta del MOSFET de SiC para reducir la inductancia parásita en el bucle de control tanto como sea posible; 3) Minimice el área del bucle de alimentación en el diseño y minimice la inductancia de fuente común en el bucle de alimentación y el bucle de control; 4) Cuando las condiciones lo permitan, utilice MOSFET de SiC encapsulado TO247-4 y utilice el control Kelvin tanto como sea posible para reducir la inductancia parásita causada por los pines del dispositivo.  
  4. ¿Cómo resuelve Shanghai Zhanxin Electronics el problema de la oscilación de conmutación en aplicaciones MOSFET de SiC?  
Lo más importante para solucionar el problema de oscilación del MOSFET de SiC es resolver primero el problema de oscilación del circuito de control y prevenir la oscilación causada por la señal de control. Para resolver el problema de oscilación del bucle de control, el chip de control debe colocarse lo más cerca posible de la puerta del MOSFET de SiC para reducir al máximo la inductancia parásita y la oscilación. A continuación se muestran dos imágenes. La imagen superior muestra la forma de onda de prueba cuando el chip de control está lejos del MOSFET de SiC, y la imagen inferior muestra la forma de onda de prueba cuando está más cerca. La forma de onda azul claro en ambas figuras es la forma de onda Vgs, y la amarilla es la forma de onda Vds. En la imagen de la izquierda, el pico de Miller alcanza los 19.2 V, mientras que en la imagen de la derecha, el pico de Miller es de solo 4.6 V. La razón principal de esta gran mejora es que el circuito integrado de control está relativamente cerca del MOSFET de SiC.  
    Figura 4  
A continuación, explicaremos algunos puntos importantes sobre el diseño del MOSFET de SiC. Un buen diseño ayudará a reducir la oscilación. En primer lugar, el circuito integrado controlador debe estar lo más cerca posible del MOSFET de SiC para garantizar que el área del circuito controlador sea lo más pequeña posible. En segundo lugar, la oscilación de alta frecuencia es causada por la oscilación entre la PCB y la inductancia y capacitancia parásitas (principalmente Coss) del MOSFET. Como se muestra en la figura siguiente, la línea punteada roja representa el área del bucle de alimentación y la línea punteada verde, el área del bucle de control. Cuanto menores sean estas áreas, menor será la oscilación cuando el MOSFET de SiC conmuta.  
    Figura 5   5. ¿Cuáles son las similitudes y diferencias entre el controlador SiC MOSFET y el controlador Si IGBT? ¿Se puede controlar un SiC MOSFET utilizando el método de placa controladora enchufable IGBT?  
No se puede utilizar. Debido a que se utiliza una placa controladora, la inductancia parásita del circuito de control es relativamente grande, lo que requiere una resistencia de control mayor para amortiguación, lo que a su vez provoca una disminución de la velocidad de conmutación y un aumento de las pérdidas. Si no se utiliza una resistencia de control mayor para amortiguación, la forma de onda de Vgs provocará una oscilación relativamente grande, lo que dará lugar a una oscilación de Vds, aumentando así las pérdidas de conmutación. Además, la inductancia parásita relativamente grande en sí misma aumenta la impedancia del circuito de control y debilita la capacidad anti-Miller del circuito de control, lo que resulta en una velocidad de conmutación más lenta y un aumento de las pérdidas.  
  6. ¿A qué debemos prestar atención al conectar MOSFETs de SiC en paralelo?  
Para garantizar que el circuito de control de cada MOSFET de SiC y el circuito de alimentación principal sean lo más simétricos posible, se requiere que la distancia desde la salida del chip controlador hasta la puerta de cada MOSFET de SiC sea la misma. Los MOSFET requieren una Rg independiente para aumentar la consistencia. Si los MOSFET en paralelo comparten una resistencia de control, el MOSFET con la tensión umbral más baja se activará primero, y la Vgs de los demás MOSFET se limitará a la tensión umbral, lo que resultará en que solo el MOSFET con la tensión umbral más baja se active y los demás permanezcan apagados. Lo mismo ocurre con el proceso de apagado. El MOSFET con la tensión umbral más alta se apaga primero, y la tensión se limita a la tensión umbral hasta que el MOSFET complete el proceso de apagado. Se puede observar que usar una sola resistencia de control para todos los MOSFET provocará un flujo de corriente dinámico desigual relativamente grande en los instantes de conmutación. Para ello, es necesario configurar una resistencia Rg independiente para cada MOSFET, de modo que la tensión Vgs de cada uno quede desacoplada y se optimice el reparto dinámico de corriente. Las características de reparto estático de corriente se consiguen principalmente gracias a la consistencia de los parámetros del propio MOSFET. Para la conexión en paralelo directa, es fundamental seleccionar cuidadosamente MOSFETs con parámetros consistentes.
 
    Figura 6  
  8. ¿Qué tan mejor es la inductancia parásita del MOSFET de SiC TO247-4 en comparación con el TO247-3? ¿Existen parámetros específicos?  
Según datos publicados por CREE, la pérdida de conmutación del encapsulado TO247-4 es solo el 30 % de la pérdida de conmutación del encapsulado TO247-3 (600 V/40 A). Esto demuestra que las ventajas del encapsulado TO247-4 son muy evidentes.  
    Figura 7  
El inductor de fuente común interno dentro del paquete TO247-3 ralentizará la velocidad de encendido y apagado del MOSFET, aumentando así las pérdidas de conmutación. Sin embargo, el TO247-4 tiene un cable de fuente separado para la excitación, evitando así el inductor de fuente común interno y su impacto en el proceso de conmutación, logrando así reducir las pérdidas de conmutación. Primero, veamos el proceso de encendido. En un experimento típico de doble pulso, se logra encendiendo y apagando el tubo superior. Nos centraremos principalmente en el bucle Vgs del tubo superior. Cuando el tubo superior se enciende, la Id de Q1 aumenta, luego la tensión inducida por L_SL es positiva hacia arriba y negativa hacia abajo, y su tensión tiene la misma polaridad que la tensión de excitación externa (tensión positiva), lo que hace que la tensión Vgs en el chip interno del MOSFET disminuya, ralentizando así el proceso de encendido del MOSFET.  
    Figura 8  
A continuación, analicemos el proceso de apagado del tubo superior. Q1 se apaga, lo que provoca una disminución de Id. La tensión inducida por L_SL es negativa en la parte superior y positiva en la inferior. Esta tensión tiene polaridad opuesta a la tensión de excitación externa (tensión negativa o cero), lo que reduce la tensión de Vgs en el MOSFET interno durante el proceso de apagado. Si la tensión en L_SL es lo suficientemente alta, puede incluso provocar que la tensión en el MOSFET interno cambie de negativa a positiva, ¡lo que conlleva un encendido erróneo! Por lo tanto, L_SL ralentiza el proceso de apagado, aumentando así las pérdidas por apagado.  
    Figura 9  
La figura siguiente utiliza un encapsulado TO247-4. Gracias a que dispone de un terminal Kelvin-Source independiente, la tensión inducida en L_SL no afecta al circuito de control, lo que aumenta la velocidad de conmutación y reduce las pérdidas por conmutación.  
   

Figura 10 y XNUMX

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