زیرو وولٹیج سوئچنگ (ZVS) / زیرو کرنٹ سوئچنگ (ZCS) ٹیکنالوجی، جسے سافٹ سوئچنگ ٹیکنالوجی بھی کہا جاتا ہے، کم طاقت والے سافٹ سوئچنگ پاور سپلائی کی کارکردگی کو 80% سے 85% تک بہتر بنا سکتی ہے۔ 1970 کی دہائی میں، گونجنے والی سوئچنگ پاور سپلائیز نے نرم سوئچنگ ٹیکنالوجی کی بنیاد رکھی۔

 
بنیادی تعارف

PWM سوئچ موڈ پاور سپلائی سخت سوئچنگ موڈ میں کام کرتی ہے، جہاں آن/آف عمل کے دوران وولٹیج اور کرنٹ ویوفارمز اوورلیپ ہوتے ہیں، جس کے نتیجے میں سوئچنگ کے بڑے نقصانات ہوتے ہیں۔ اگرچہ اعلی تعدد آپریشن سائز اور وزن کو کم کر سکتا ہے، سوئچنگ نقصانات میں اضافہ ہوتا ہے. لہٰذا، ایسی ٹیکنالوجیز کا مطالعہ کرنا ضروری ہے جہاں سوئچنگ کے دوران وولٹیج/موجودہ لہریں اوورلیپ نہیں ہوتی ہیں، جسے ZVS/ZCS ٹیکنالوجی یا سافٹ سوئچنگ ٹیکنالوجی کہا جاتا ہے۔ کم طاقت والے سافٹ سوئچنگ پاور سپلائیز کی کارکردگی کو 80% سے 85% تک بہتر کیا جا سکتا ہے۔ 1970 کی دہائی میں ریزونینٹ سوئچنگ پاور سپلائیز نے نرم سوئچنگ ٹیکنالوجی کی بنیاد رکھی۔ اس کے بعد سے، نئی سافٹ سوئچنگ ٹیکنالوجیز ابھری ہیں، جیسے کہ نیم گونج (1980 کی دہائی کے وسط میں)، فل برج فیز شفٹڈ ZVS-PWM، مستقل فریکوئنسی ZVS-PWM/ZCS-PWM (1980 کی دہائی کے آخر میں) , ZVS-PWM ایکٹو کلیمپ، ZVT-PWM/ZCT-PWM (1990 کی دہائی کے اوائل میں)، فل برج فیز شفٹ ZV-ZCS-PWM (1990 کی دہائی کے وسط میں)، وغیرہ۔ چین پہلے ہی جدید ترین نرم- 6% کی کارکردگی کے ساتھ ٹیکنالوجی کو 98kW کمیونیکیشن پاور سپلائی میں تبدیل کرنا۔

 
ٹیکنالوجی کی درخواست

 
بک ریگولیٹر کے لیے اہم تقاضے عام طور پر سائز اور کارکردگی ہیں۔ چونکہ پرنٹ شدہ سرکٹ بورڈ کا علاقہ قیمتی ہے، کوئی بھی ڈیزائنر پاور ڈیزائن سلوشن کے لیے اضافی جگہ مختص نہیں کرنا چاہتا۔ اس کے علاوہ، جیسا کہ مائیکرو کنٹرولرز اور ڈیجیٹل سگنل پروسیسرز (DSPs) تیار ہوتے رہتے ہیں، سرکٹ بورڈ ڈیزائن کے حل بھی اپ گریڈ ہوتے رہتے ہیں۔ اگرچہ طاقت میں اضافہ ہوا ہے، پروڈکٹ کا سائز نہیں بڑھ سکتا۔ لہذا، اعلی کثافت کے ریگولیٹرز کو جدید ترین IC انضمام، MOSFET ٹیکنالوجی، اور پیکیجنگ کے عمل میں بہتری کے ساتھ تیار کیا گیا ہے۔ اس کے باوجود، یہ ریگولیٹرز اب بھی نئے سسٹمز کے اطلاق کی ضروریات کو پورا نہیں کر سکتے، خاص طور پر جب کہ نظام کے اندر بجلی کی کثافت مسلسل بڑھ رہی ہے۔ اس کی بنیادی وجہ یہ ہے کہ سوئچنگ نقصانات ریگولیٹر کے MOSFET کی اندرونی کارکردگی میں رکاوٹ ہیں۔ اگر ان نقصانات کے مسائل کو بنیادی طور پر حل نہیں کیا جاتا ہے، تو کارکردگی میں معمولی بہتری کی ہی توقع کی جا سکتی ہے۔

 
انتخاب کی وجوہات

سوئچنگ کے نقصانات کی اہم وجوہات ہیں: پہلی، سخت سوئچنگ۔ فی الحال، زیادہ تر غیر الگ تھلگ بک ریگولیٹر ٹوپولاجیوں میں زیادہ سوئچنگ نقصانات ہیں۔ وجہ یہ ہے کہ آن/آف مدت کے دوران، MOSFET بیک وقت ہائی کرنٹ اور ہائی وولٹیج کا دباؤ برداشت کرتا ہے۔ جب سوئچنگ فریکوئنسی اور ان پٹ وولٹیج میں اضافہ ہوتا ہے، تو یہ نقصانات بھی بڑھ جاتے ہیں، زیادہ سے زیادہ آپریٹنگ فریکوئنسی، کارکردگی، اور پاور کثافت کو محدود کرتے ہیں جو حاصل کیا جا سکتا ہے۔ دوسرا، گیٹ ڈرائیو کے نقصانات۔ چونکہ گیٹ ڈرائیو سرکٹ میں ملر چارج زیادہ بجلی کی کھپت رکھتا ہے، اس لیے ہارڈ سوئچنگ ٹوپولوجی کے گیٹ ڈرائیو کے نقصانات بھی زیادہ ہیں۔ تیسرا، باڈی ڈائیوڈ کی ترسیل۔ جب ہائی سائیڈ MOSFET کو آن اور آف کیا جاتا ہے، تو ہائی پلسٹنگ کرنٹ کم سائیڈ MOSFET کے باڈی ڈائیوڈ سے گزرتا ہے۔ باڈی ڈائیوڈ کی ترسیل کا وقت جتنا لمبا ہوگا، ریورس ریکوری نقصان اور باڈی ڈائیوڈ کی ترسیل کا نقصان اتنا ہی زیادہ ہوگا۔ باڈی ڈائیوڈ کی ترسیل تباہ کن اوور شوٹ اور بجنے کا سبب بھی بن سکتی ہے۔ سوئچنگ نقصانات ریگولیٹر کی سوئچنگ فریکوئنسی کو بھی محدود کرتے ہیں۔ سوئچنگ فریکوئنسی جتنی زیادہ ہوگی، MOSFET سوئچنگ کا وقت اتنا ہی لمبا ہوگا، اور نقصانات اتنے ہی زیادہ ہوں گے۔ اگر سوئچ زیادہ فریکوئنسی پر سوئچ نہیں کر سکتا، تو چھوٹے غیر فعال اجزاء (ریزسٹرس، کیپسیٹرز، اور انڈکٹرز) کا استعمال محدود ہو جائے گا، جو ریگولیٹر کی کثافت کو متاثر کرے گا۔ بہت سے الیکٹرانک ڈیزائنرز لوڈ پوائنٹ پر ZVS استعمال کرنے کی امید کرتے ہیں۔

ان مسائل کے جواب میں، Picor نے ایک اعلی کارکردگی کا حامل، انتہائی مربوط، نرم سوئچنگ بک ریگولیٹر پلیٹ فارم متعارف کرایا ہے جو اعلی تعدد پر کام کر سکتا ہے، سوئچنگ کے نقصانات کو بہت کم کرتا ہے اور کارکردگی کو بہتر بناتا ہے۔

I. ZVS ایپلیکیشن کا پس منظر

زیرو وولٹیج سوئچنگ (ZVS) سے مراد جب سوئچ ٹیوب بند ہو، سوئچ ٹیوب کے دونوں سروں پر وولٹیج پہلے سے ہی 0 ہے۔ اس طرح، سوئچ ٹیوب کے سوئچنگ نقصان کو کم کیا جا سکتا ہے۔ ریزونینٹ پاور سپلائیز جو ہم عام طور پر استعمال کرتے ہیں، جیسے انڈکشن ککرز اور ایل ایل سی پاور سپلائیز، سبھی گونجنے والی پاور سپلائیز ہیں۔ عام چارجرز سخت سوئچ شدہ پاور سپلائیز ہیں، جن کا نقصان ان گونجنے والی پاور سپلائیز سے زیادہ ہے۔ لہذا، ZVS بہت اعلی کارکردگی حاصل کر سکتا ہے. مثال کے طور پر، ایک انڈکشن ککر میں، جب ہم پاور کو نسبتاً زیادہ سطح پر ایڈجسٹ کرتے ہیں، تو یہ گرم ہوتی رہے گی۔ جب پاور کو نچلی سطح پر ایڈجسٹ کیا جاتا ہے، تو یہ وقفے وقفے سے گرم ہونے لگتی ہے کیونکہ یہ گونج والی حالت تک نہیں پہنچ سکتی۔ ہمارے عام چارجرز کی طرح ہارڈ سوئچنگ پاور سپلائیز ہمیشہ مسلسل چلتی رہتی ہیں چاہے وہ لوڈ یا ان لوڈ کیے گئے ہوں۔ تاہم، ZVS کا ایک نقصان ہے، جو کہ اس کی ایڈجسٹمنٹ کی حد عام طور پر تنگ ہوتی ہے۔

 
II زیرو وولٹیج سوئچنگ کے اصول (ZVS)

تصویر 2-1 زیرو وولٹیج سوئچنگ پرنسپل ڈایاگرام (DC پاور سپلائی)

شکل 2-2 زیرو وولٹیج سوئچنگ ویوفارم اور اس کا ویوفارم t2 پر

جب پاور لگائی جاتی ہے، L1 سے بہنے والا کرنٹ صفر ہوتا ہے۔ پاور سپلائی Q1 اور Q2 کو R1 اور R2 کے ذریعے آن کرتی ہے، اور L1 کے ذریعے کرنٹ آہستہ آہستہ بڑھتا ہے۔ دو سوئچنگ ٹرانزسٹروں کے درمیان خصوصیات میں فرق کی وجہ سے، Q1 اور Q2 میں بہنے والا کرنٹ مختلف ہوگا۔ یہ فرض کرتے ہوئے کہ Q1 کے ذریعے کرنٹ Q2 سے زیادہ ہے، Q1 کا گیٹ وولٹیج Q2 سے زیادہ ہوگا۔ ڈیوڈس D1 اور D2 کے ذریعے، پوائنٹ 'a' پر وولٹیج پوائنٹ 'c' پر اس سے کم ہوگا، جس کے نتیجے میں 'b' مثبت اور 'a' منفی کے ساتھ ایک حوصلہ افزائی وولٹیج ہوگا۔ یہ T1 کے ذریعے مثبت فیڈ بیک بناتا ہے، جس کی وجہ سے Q1 آن ہو جاتا ہے اور Q2 بند ہو جاتا ہے، جس سے اسٹارٹ اپ کا عمل مکمل ہوتا ہے۔

(وقت کا وقفہ t0~t1) مستحکم حالت کے دوران جب Q1 چل رہا ہے، T1 کے ذریعے پچھلے دور کا کرنٹ 'a' سے 'c' تک تھا، اور C1 میں وولٹیج صفر تھا۔ چونکہ کرنٹ اچانک تبدیل نہیں ہو سکتا، T1 کے ذریعے کرنٹ C1 کو چارج کرتا ہے، جس کے نتیجے میں آہستہ آہستہ C1 پر 'a' منفی اور 'c' مثبت کے ساتھ وولٹیج بنتا ہے، جس سے بڑھتے ہوئے سائنوسائیڈل ویوفارم بنتا ہے۔ اس وقت، وولٹیج 'a' کو Q0 کے ذریعے 1V تک نیچے کھینچ لیا جاتا ہے، جس کی وجہ سے پوائنٹ 'c' پر وولٹیج سائنوسائیڈلی بڑھ جاتا ہے۔ Q1 کے گیٹ وولٹیج کو وولٹیج حوالہ ڈایڈڈ D3 کے ذریعے کلیمپ کیا جاتا ہے، Q1 کو گھڑی والے انداز میں چلاتے ہوئے

 
شکل 2-3 (t0~t1) Q1 کنڈکٹنگ، T1 چارجنگ C1

3. (وقت کا وقفہ t1~t2) C1 پوائنٹ 'c' سے پوائنٹ 'a' تک T1 کے ذریعے خارج ہونا شروع ہوتا ہے، جس کی وجہ سے C1 کے پار وولٹیج، یعنی پوائنٹ 'c' پر موجود وولٹیج سائنوسائڈ طور پر کم ہو جاتا ہے۔ ایک ہی وقت میں، T1 کے ذریعے کرنٹ سائنوسائڈ طور پر پوائنٹ 'c' سے پوائنٹ 'a' تک بڑھتا ہے۔

شکل 2-4 (t1~t2) C1 سے T1 وائنڈنگ کا اخراج، جب C1 کے پار وولٹیج 0 کے لگ بھگ ہو، Q1 بند ہو جاتا ہے اور Q2 آن ہو جاتا ہے۔

4. (وقت کا وقفہ t2) جب C1 تقریباً خارج ہو جاتا ہے، پوائنٹ 'c' پر وولٹیج MOS ٹرانجسٹر کی دہلیز وولٹیج کے ارد گرد گر جاتا ہے، جس کی وجہ سے Q1 D2 کے ذریعے ایمپلیفیکیشن ریجن میں داخل ہوتا ہے۔ اس وقت، پوائنٹ 'c' سے پوائنٹ 'a' تک T1 کے ذریعے C1 کا خارج ہونے والا کرنٹ اپنی زیادہ سے زیادہ قدر تک پہنچ جاتا ہے۔ اس کے ساتھ ہی، جیسے ہی Q1 ایمپلیفیکیشن کے علاقے میں داخل ہوتا ہے، نقطہ 'a' پر وولٹیج آہستہ آہستہ بڑھتا ہے، اور Q2 بھی D1 کے ذریعے ایمپلیفیکیشن کے علاقے میں داخل ہوتا ہے۔

5. (وقت کا وقفہ t2) C1 مکمل طور پر خارج ہو چکا ہے، اور T1 کے ذریعے نقطہ 'c' سے پوائنٹ 'a' تک کرنٹ اپنی زیادہ سے زیادہ قیمت تک پہنچ جاتا ہے۔ یہ C1 کو چارج کرنا شروع کر دیتا ہے، جس کے نتیجے میں C1 کے پار وولٹیج 'a' مثبت اور 'c' منفی کے ساتھ ہوتا ہے، جب کہ C1 کے پار وولٹیج سائنوسائڈ طور پر بڑھ جاتا ہے۔ اس وقت، دونوں ایم او ایس ٹرانجسٹر بیک وقت ایمپلیفیکیشن ریجن میں داخل ہوتے ہیں۔

6. (دائیں فگر) T1 کے ذریعے C1 کی مسلسل چارجنگ کی وجہ سے، C1 کے پار وولٹیج پوائنٹ 'a' پر مثبت اور پوائنٹ 'c' پر منفی ہے۔ دو ڈائیوڈس کے ذریعے، Q2 کا گیٹ وولٹیج بڑھتا ہے، اور Q1 کا گیٹ وولٹیج بتدریج کم ہوتا ہے، جو مثبت تاثرات بناتا ہے۔ نتیجے کے طور پر، Q2 آن ہو جاتا ہے اور Q1 آف ہو جاتا ہے۔

7. Q2 کی ترسیل کا عمل Q1 کی طرح ہے۔

8. L1 کی انڈکٹنس ویلیو T1 کی نسبت بڑی ہے، اور L1 کے ذریعے کرنٹ پورے دولن چکر میں نسبتاً مستقل رہتا ہے۔ دولن کے عمل کے دوران، L1 مسلسل توانائی کو LC oscillator میں بھرتا ہے۔

III زیرو وولٹیج سوئچنگ (ZVS) کیلکولیشن

1. ویوفارم طول و عرض کا حساب

ویوفارم گراف سے، یہ دیکھا جا سکتا ہے کہ L1 کے پوائنٹ 'b' پر ویوفارم ایک سائن ویو کی مطلق قدر ہے (یعنی، وہ وولٹیج جو نیچے Vbm تک گرتا ہے)۔ مستحکم حالت کا استعمال کرتے ہوئے جہاں انڈکٹر کے پار وولٹیج انٹیگرل صفر ہے اور کپیسیٹر کے پار موجودہ انٹیگرل صفر ہے، پوائنٹ 'b' پر وولٹیج کے طول و عرض کا حساب لگایا جا سکتا ہے۔

فرض کریں کہ نقطہ 'b' پر وولٹیج ہے۔ ، اور بجلی کی فراہمی کا وولٹیج Vcc ہے،

پھر L1 کے دونوں سروں پر وولٹیج ہے۔ لہذا ،

L1 کے دونوں سروں پر وولٹیج کو مربوط کرنا...کے طور پر شمار کیا جاتا ہے،

ویوفارم گراف سے یہ دیکھا جا سکتا ہے کہ پوائنٹ 'b' پر وولٹیج پوائنٹس 'a' اور 'c' کے درمیان وولٹیج کا نصف ہے۔ اس لیے، 'a' اور 'c' کے سرے پر موجود وولٹیج، جو کہ C1 کے پار وولٹیج بھی ہے...لہذا، ہے.

2. انڈکٹر کرنٹ کا حساب

ایک بار جب ہم جانتے ہیں کہ کیپسیٹر C1 کے اس پار وولٹیج ہے۔ ہم انڈکٹر میں زیادہ سے زیادہ چوٹی کرنٹ کا حساب لگا سکتے ہیں ایک کپیسیٹر میں ذخیرہ شدہ توانائی اور انڈکٹر میں ذخیرہ شدہ توانائی کے فارمولوں کا استعمال کرتے ہوئے۔ انڈکٹر میں زیادہ سے زیادہ چوٹی کرنٹ فارمولے کے ذریعہ دیا جاتا ہے: ، جہاں L پوائنٹس 'a' اور 'c' کے درمیان انڈکٹنس قدر ہے۔

جیسا کہ ہم دیکھ سکتے ہیں، capacitance (C) کی بڑی قدر اور inductance (L) کی چھوٹی قدر کے ساتھ، انڈکٹر کے ذریعے کرنٹ بڑھتا ہے۔ اس کے نتیجے میں مقناطیسی میدان مضبوط ہوتا ہے اور برقی مقناطیسی انڈکشن ہیٹنگ کی طرف جاتا ہے۔ تاہم، جب انڈکٹر کے ذریعے کرنٹ بہت بڑا ہو جاتا ہے، تو ہمیں اس کی مزاحمت میں ہونے والے نقصانات پر غور کرنے کی ضرورت ہے۔ مزید برآں، کیپسیٹر کے ذریعے بہنے والا زیادہ سے زیادہ کرنٹ انڈکٹر کے ذریعے زیادہ سے زیادہ کرنٹ کے برابر ہے۔ لہذا، گونجنے والے کیپسیٹر کا انتخاب کرتے وقت، ہمیں اس کی زیادہ سے زیادہ موجودہ درجہ بندی کو مدنظر رکھنا ہوگا۔

3. گونجنے والی تعدد کا حساب

چونکہ یہ LC متوازی گونج ہے، اس لیے گونجنے والی تعدد کا حساب لگایا جا سکتا ہے۔

4. انڈکٹر L1 پر AC چوٹی کرنٹ کا حساب

جب L1 کی انڈکٹنس قدر نسبتاً بڑی ہوتی ہے، تو اس میں سے بہنے والا کرنٹ بنیادی طور پر DC ہوتا ہے، جو دولن میں ضائع ہونے والی توانائی کی تلافی کرتا ہے۔ چونکہ نقطہ 'b' پر طول و عرض معلوم ہے، اس لیے ہم ایک دولن چکر کے دوران L1 میں چوٹی AC کرنٹ کا حساب لگا سکتے ہیں (اصل چوٹی کرنٹ DC کرنٹ اور چوٹی AC کرنٹ کا مجموعہ ہے)۔

پوائنٹ 'b'، Vb پر وولٹیج، وقت کی مدت کے لیے Vcc کے برابر ہے، t:

لہذا، وولٹیج کو ضم کرکے،، ہم L1 کے ذریعے بہنے والی چوٹی کرنٹ کا حساب لگا سکتے ہیں۔ ایک چھوٹا L1 ایک بڑی چوٹی کرنٹ کا باعث بنے گا، جس سے غیر ضروری نقصانات ہوں گے۔

صفر وولٹیج سوئچنگ (ZVS) ٹوپولوجی کا استعمال کرتے ہوئے ایک 100W PD (پاور ڈیلیوری) حل۔

بڑی بیٹری کی گنجائش اور کم چارجنگ وقت کی بڑھتی ہوئی مانگ نے چارجر پاور کی ضروریات کو بڑھا دیا ہے۔ چھوٹی شکل کے عنصر میں اعلیٰ طاقت کا حصول ایک اہم چیلنج ہے، جس کے نتیجے میں ZVS ٹوپولوجی، اعلیٰ کارکردگی والے سوئچز، پیکیجنگ کے اختراعی طریقے، اور ڈیزائن کی ضروریات کو پورا کرنے کے لیے وسیع بینڈ گیپ مواد کا استعمال سمیت مختلف اختراعی حل پیش کیے جاتے ہیں۔

مقصد پاور سوئچز اور نوول ٹوپولوجی ڈھانچے کو استعمال کرتے ہوئے 94% کارکردگی اور 23W/in3 کی طاقت کی کثافت حاصل کرنا ہے۔

زیادہ طاقت کی کثافت حاصل کرنے کے لیے، مناسب ٹوپولوجی ڈھانچہ، وضاحتیں، طول و عرض، اور جدید کنٹرول تکنیکوں کا انتخاب کرنا ضروری ہے۔ موجودہ ہائی پاور موبائل چارجر مارکیٹ میں، PFC+QR اور PFC+LLC سمیت ہائی پاور USB-PD چارجرز کے لیے متعدد حل دستیاب ہیں۔ تاہم، ان حلوں کی کچھ حدود ہیں، جیسے کہ نرم سوئچنگ حاصل کرنے میں QR کی ناکامی اور متغیر آؤٹ پٹ وولٹیج ڈیزائن کے لیے LLC ٹوپولوجی استعمال کرنے میں دشواری۔

ان چیلنجوں کے جواب میں، Infineon نے ایک نئی غیر متناسب نصف برج ہائبرڈ فلائی بیک ٹوپولوجی متعارف کرائی ہے (جیسا کہ شکل 1 میں دکھایا گیا ہے)۔ ہاف برج اور سیریز کیپسیٹر اجتماعی طور پر روایتی فلائی بیک ٹرانسفارمر چلاتے ہیں۔ فلائی بیک ٹرانسفارمر اور سیریز کیپیسیٹر کا بنیادی بنیادی انڈکٹنس ایک گونجنے والا سرکٹ بناتا ہے، جو ہاف برج سوئچز کی ZVS خصوصیات کو قابل بناتا ہے اور فلائی بیک ٹرانسفارمر کے روایتی ڈی میگنیٹائزیشن مرحلے کے دوران گونجنے والی پاور ٹرانسفر فراہم کرتا ہے۔ عام آپریشن کے دوران، چارجنگ سائیکل اور متعلقہ پاور کو چوٹی DC کرنٹ کے ذریعے کنٹرول کیا جاتا ہے، جبکہ ڈی میگنیٹائزیشن کے مرحلے کو وقت کے ذریعے کنٹرول کیا جاتا ہے تاکہ مناسب منفی پری میگنیٹائزیشن کو یقینی بنایا جا سکے، اس طرح آدھے پل کے سوئچز کے لیے ضروری ZVS شرائط کو پورا کیا جاتا ہے۔

شکل 1: غیر متناسب آدھے برج فلائی بیک ٹوپولوجی کا آسان اسکیمیٹک خاکہ۔

پرائمری سائیڈ پر پاور سرکٹ کو LC ریزوننٹ سرکٹ کے ذریعے لاگو کیا جاتا ہے، جو ایل ایل سی کنورٹر کی طرح آدھے پل سے چلتا ہے۔ ریزوننٹ انڈکٹر Lr ایک سیریز انڈکٹر ہے جو یا تو ٹرانسفارمر کی لیکیج انڈکٹنس یا خارجی انڈکٹر کے ساتھ مل کر لیکیج انڈکٹنس ہوسکتا ہے۔ Lm ٹرانسفارمر کے اہم انڈکٹنس کی نمائندگی کرتا ہے۔ مثبت نوڈ اور آدھے پل کے مڈ پوائنٹ کے درمیان ریزونینٹ کیپسیٹر Cr اور ٹرانسفارمر کے بنیادی کوائل کو جوڑ کر بھی اسی تبدیلی کا اثر حاصل کیا جا سکتا ہے۔ جب ہائی سائیڈ سوئچ HS چلا رہا ہو، توانائی Cr اور Lm میں ذخیرہ کی جائے گی، اور ہر جزو میں ذخیرہ شدہ توانائی ان پٹ وولٹیج اور سوئچنگ فریکوئنسی کے ساتھ مختلف ہوگی (جیسا کہ شکل 2 میں دکھایا گیا ہے)۔

جب ہائی سائیڈ سوئچ HS کو آف کر دیا جاتا ہے، تو ٹرانسفارمر میں کرنٹ آدھے پل VHB کے وسط پوائنٹ کو اس وقت تک گرنے پر مجبور کرے گا جب تک کہ لو سائیڈ سوئچ کا باڈی ڈائیوڈ وولٹیج کو بند نہ کر دے۔ پھر، لو سائیڈ سوئچ صفر وولٹیج پر آن ہو جاتا ہے جب کہ ٹرانسفارمر کا مرحلہ الٹ جاتا ہے، اور توانائی ثانوی طرف منتقل ہو جاتی ہے۔ جب لو سائیڈ سوئچ آف ہوتا ہے، تو پچھلے مرحلے میں ٹرانسفارمر میں شامل منفی کرنٹ آدھے پل VHB کے وسط پوائنٹ پر وولٹیج کو اس وقت تک بڑھنے پر مجبور کرے گا جب تک کہ ہائی سائیڈ سوئچ HS کا باڈی ڈائیوڈ کلیمپ وولٹیج نہ بڑھ جائے۔ پچھلے مرحلے تک. ZVS حالات کے تحت، LS کو بند کرتے ہوئے HS کو آن کیا جاتا ہے، لیکن ٹرانسفارمر کے گونجنے والے سرکٹ میں کرنٹ اب بھی منفی ہے، جس کا مطلب ہے کہ گونجنے والے سرکٹ میں اضافی توانائی ان پٹ اینڈ پر واپس آ جائے گی۔

ہائبرڈ فلائی بیک ٹوپولوجی کا انتخاب کیوں کریں؟

دیگر فلائی بیک ٹوپولاجیز کے مقابلے میں، ہائبرڈ فلائی بیک ٹرانسفارمر کو کم توانائی ذخیرہ کرنے کی ضرورت ہوتی ہے، جس سے چارجر کا سائز کم کرنے میں مدد ملتی ہے۔

ہائبرڈ فلائی بیک پرائمری سائیڈ پر مکمل ZVS اور سیکنڈری سائیڈ پر مکمل ZCS حاصل کر سکتا ہے، اور رساو کی توانائی کو بھی بازیافت کیا جا سکتا ہے، اس طرح کارکردگی میں بہتری آتی ہے۔

جیسا کہ درج ذیل فارمولے میں دکھایا گیا ہے، آؤٹ پٹ وولٹیج ڈیوٹی سائیکل کے ساتھ مختلف ہوتی ہے۔ ہائبرڈ فلائی بیک کے لیے، وسیع وولٹیج آؤٹ پٹ ایپلی کیشنز میں LLC ٹوپولوجی کی حدود کو عبور کرتے ہوئے، وسیع وولٹیج رینج آؤٹ پٹ حاصل کرنا بہت آسان ہے۔

Vout: آؤٹ پٹ وولٹیج

D: ڈیوٹی سائیکل

Vin: ان پٹ وولٹیج

Lm: ٹرانسفارمر انڈکٹنس

N: ٹرانسفارمر موڑ کا تناسب

Lr: ٹرانسفارمر لیکیج انڈکٹنس

Infineon کا 100W USB-PD حوالہ ڈیزائن

مکمل حل تصویر 3 میں دکھایا گیا ہے۔ پی ایف سی مرحلہ اہم کنڈکشن موڈ IRS2505 اور ThinPAK پیکیج IPL60R185C7 CoolMOS استعمال کرتا ہے، جبکہ DC-DC سٹیج ڈیجیٹل PWM کنٹرولر XDPS2201 اور IPLK60R360PFD7 استعمال کرتا ہے۔ ایک ہی وقت میں، BSC028N06NS کو ایک ہم وقت ساز اصلاحی سوئچ کے طور پر استعمال کیا جاتا ہے (جسے کم وولٹیج ISZ0702NLS سے تبدیل کیا جا سکتا ہے جو خاص طور پر مستقبل میں چارجر سنکرونس رییکٹیفیکیشن کے لیے ڈیزائن کیا گیا ہے تاکہ لاگت کی تاثیر کو مزید بہتر بنایا جا سکے)۔ پروٹوکول کنٹرولر CYPD3174 ہے، اور p-channel MOS BSZ086N03NS3 آؤٹ پٹ سیفٹی سوئچ کے طور پر استعمال ہوتا ہے۔

اس ترتیب کے ذریعے، چوٹی کی کارکردگی 94٪ تک پہنچ سکتی ہے، اور اسٹینڈ بائی بجلی کی کھپت 60mW سے کم ہے۔

اعلی ترین کارکردگی:

صحیح ہائی وولٹیج MOSFET کا انتخاب بہت ضروری ہے۔

سافٹ سوئچنگ ٹیکنالوجی ڈیوائس کو زیرو وولٹیج سوئچنگ (ZVS) کے تحت کام کرنے کی اجازت دیتی ہے، جہاں MOSFET صرف اس وقت آن ہوتا ہے جب اس کا ڈرین سورس وولٹیج 0V (یا 0V کے قریب) تک پہنچ جاتا ہے۔ یہ حکمت عملی ترسیل کے نقصانات کو ختم کرتی ہے، جو عام طور پر سوئچ کے کل نقصانات میں اہم شراکت دار ہوتے ہیں۔ بدقسمتی سے، آؤٹ پٹ کیپسیٹر کی "غیر صفر-نقصان" نوعیت کی وجہ سے، تمام ہائی وولٹیج SJ MOSFETs ایک اضافی نقصان سے دوچار ہوتے ہیں جسے MOSFET آؤٹ پٹ کیپیسیٹینس (Coss) کی چارجنگ اور ڈسچارج کے دوران توانائی کے نقصان کے طور پر جانا جاتا ہے۔ لہذا، ZVS حالات میں کام کرتے ہوئے بھی، آؤٹ پٹ کیپسیٹر (Eoss) میں ذخیرہ شدہ تمام توانائی کو بازیافت کرنا ممکن نہیں ہے۔ یہ رجحان Coss کی hysteresis کی خصوصیت سے متعلق ہے، جس کا مشاہدہ Coss چارجنگ/ڈسچارجنگ سائیکل کے دوران بڑے سگنل کی پیمائش کے ذریعے کیا جا سکتا ہے۔ نتیجے کے طور پر، ان نقصانات کو اکثر Coss hysteresis نقصانات (Eoss,hys) کہا جاتا ہے۔

Infineon کی جدید SJ ٹیکنالوجی، CoolMOS کا شکریہ؟ PFD7 سیریز ہسٹریسیس کے نقصانات کو مزید کم کرتی ہے، اس طرح کارکردگی کو مزید بہتر بنانے میں مدد ملتی ہے۔

نتیجہ

ڈیجیٹل XDPS2201 کی بنیاد پر، ZVS quasi-resonant topology مختلف ان پٹ وولٹیج اور آؤٹ پٹ موجودہ حالات کے تحت ZVS اور ZCS حاصل کر سکتی ہے۔ مزید برآں، یہ ٹرانسفارمر لیکیج انڈکٹنس سے بھی توانائی حاصل کر سکتا ہے۔ اعلی کارکردگی والے MOSFETs 94mm x 100mm x 60mm کے طول و عرض کے ساتھ 40W USB-PD ڈیزائن میں 18٪ تک کارکردگی حاصل کرنے میں معاون ہیں۔