Zero Voltage Switching (ZVS) / Zero Current Switching (ZCS)-technologie, ook wel soft-switching-technologie genoemd, kan de efficiëntie van soft-switching-voedingen met laag vermogen tot 80% tot 85% verbeteren. In de jaren zeventig legden resonante schakelende voedingen de basis voor soft-switching-technologie.

 
Basis introductie

PWM-geschakelde voedingen werken in een hard-switching-modus, waarbij de spannings- en stroomgolfvormen elkaar overlappen tijdens het aan/uit-proces, wat resulteert in grote schakelverliezen. Hoewel hoogfrequente werking de afmetingen en het gewicht kan verminderen, nemen de schakelverliezen toe. Daarom is het noodzakelijk om technologieën te bestuderen waarbij de spannings-/stroomgolfvormen elkaar niet overlappen tijdens het schakelen, wat ZVS/ZCS-technologie of soft-switching-technologie wordt genoemd. De efficiëntie van zacht schakelende voedingen met laag vermogen kan worden verbeterd tot 80% tot 85%. Resonante schakelende voedingen legden in de jaren zeventig de basis voor soft-switching-technologie. Sindsdien zijn er nieuwe soft-switching-technologieën ontstaan, zoals quasi-resonant (halverwege de jaren tachtig), full-bridge faseverschoven ZVS-PWM, constante frequentie ZVS-PWM / ZCS-PWM (eind jaren tachtig) , ZVS-PWM actieve klem, ZVT-PWM/ZCT-PWM (begin jaren negentig), faseverschoven ZV-ZCS-PWM met volledige brug (halverwege de jaren negentig), enz. China heeft al de nieuwste soft- schakeltechnologie naar 1970 kW communicatievoedingen met een rendement van 1980%.

 
Toepassing van technologie

 
De belangrijkste vereisten voor een buck-regelaar zijn meestal grootte en efficiëntie. Omdat printplaatoppervlak kostbaar is, wil geen enkele ontwerper extra ruimte toewijzen aan de vermogensoplossing. Bovendien, naarmate microcontrollers en digitale signaalprocessoren (DSP's) zich blijven ontwikkelen, worden ook de oplossingen voor printplaatontwerp voortdurend geüpgraded. Hoewel het vermogen is toegenomen, kan de productgrootte niet toenemen. Daarom zijn regelaars met hoge dichtheid ontwikkeld met de verbetering van de nieuwste IC-integratie, MOSFET-technologie en packagingprocessen. Toch kunnen deze regelaars nog steeds niet voldoen aan de toepassingsvereisten van nieuwe systemen, vooral omdat de vermogensdichtheid binnen het systeem blijft toenemen. De belangrijkste reden hiervoor is dat schakelverliezen de interne prestaties van de MOSFET van de regelaar belemmeren. Als deze verliesproblemen niet fundamenteel worden opgelost, zijn slechts kleine prestatieverbeteringen te verwachten.

 
Redenen voor selectie

De belangrijkste oorzaken van schakelverliezen zijn: ten eerste, hard schakelen. Momenteel hebben de meeste niet-geïsoleerde buck-regelaartopologieën hoge schakelverliezen. De reden hiervoor is dat de MOSFET tijdens de aan/uit-periode tegelijkertijd een hoge stroom- en spanningsbelasting ondervindt. Wanneer de schakelfrequentie en ingangsspanning toenemen, nemen deze verliezen ook toe, waardoor de maximale bedrijfsfrequentie, efficiëntie en vermogensdichtheid die kunnen worden bereikt, worden beperkt. Ten tweede, gate-aandrijfverliezen. Omdat de Miller-lading in het gate-aandrijfcircuit een hoog stroomverbruik heeft, zijn de gate-aandrijfverliezen van de hard-schakeltopologie ook hoog. Ten derde, geleiding van de body-diode. Wanneer de high-side MOSFET wordt in- en uitgeschakeld, vloeit er een hoge pulserende stroom door de body-diode van de low-side MOSFET. Hoe langer de geleidingstijd van de body-diode, hoe hoger het terugslagverlies en het geleidingsverlies van de body-diode. Geleiding van de body-diode kan ook destructieve overshoot en ringing veroorzaken. Schakelverliezen beperken ook de schakelfrequentie van de regelaar. Hoe hoger de schakelfrequentie, hoe langer de schakeltijd van de MOSFET en hoe groter de verliezen. Als de schakelaar niet op een hoge frequentie kan schakelen, zal het gebruik van kleinere passieve componenten (weerstanden, condensatoren en spoelen) beperkt zijn, wat de dichtheid van de regelaar beïnvloedt. Veel elektronicaontwerpers hopen ZVS op het belastingspunt te kunnen gebruiken.

Als reactie op deze problemen heeft Picor een krachtig, sterk geïntegreerd, zacht schakelend buck-regulatorplatform geïntroduceerd dat op hoge frequenties kan werken, waardoor schakelverliezen aanzienlijk worden verminderd en de efficiëntie wordt verbeterd.

I. Achtergrond van de ZVS-applicatie

Zero Voltage Switching (ZVS) betekent dat wanneer de schakelbuis is uitgeschakeld, de spanning aan beide uiteinden van de schakelbuis al 0 is. Op deze manier kan het schakelverlies van de schakelbuis worden geminimaliseerd. De resonante voedingen die we gewoonlijk gebruiken, zoals inductiekookplaten en LLC-voedingen, zijn allemaal resonante voedingen. Gewone laders zijn hard-switched voedingen, die hogere verliezen hebben dan deze resonante voedingen. Daarom kan ZVS een zeer hoog rendement bereiken. Als we bijvoorbeeld in een inductiekookplaat het vermogen op een relatief hoog niveau zetten, blijft deze verwarmen; wanneer het vermogen op een lager niveau wordt aangepast, begint het met tussenpozen te verwarmen omdat het de resonante toestand niet kan bereiken. Hard schakelende voedingen zoals onze gewone laders oscilleren altijd continu, ongeacht of ze geladen of ongeladen zijn. ZVS heeft echter één nadeel: het instelbereik is over het algemeen smal.

 
II. Principes van nulspanningsschakeling (ZVS)

Afbeelding 2-1 Schema van nulspanningsschakelprincipe (gelijkstroomvoeding)

Afbeelding 2-2 Golfvorm voor nulspanningsschakeling en zijn golfvorm op t2

Wanneer de voeding wordt ingeschakeld, is de stroom door L1 nul. De voeding schakelt Q1 en Q2 in via R1 en R2, en de stroom door L1 neemt geleidelijk toe. Door de verschillen in karakteristieken tussen de twee schakeltransistoren zal de stroom door Q1 en Q2 verschillend zijn. Ervan uitgaande dat de stroom door Q1 groter is dan die door Q2, zal de gatespanning van Q1 hoger zijn dan die van Q2. Door de diodes D1 en D2 zal de spanning op punt 'a' lager zijn dan die op punt 'c', wat resulteert in een geïnduceerde spanning met 'b' positief en 'a' negatief. Dit vormt positieve terugkoppeling via T1, waardoor Q1 wordt ingeschakeld en Q2 wordt uitgeschakeld, waarmee het opstartproces is voltooid.

(Tijdsinterval t0~t1) Tijdens de stationaire toestand, wanneer Q1 geleidt, liep de stroom door T1 van de voorgaande periode van 'a' naar 'c' en was de spanning over C1 nul. Omdat de stroom niet abrupt kan veranderen, laadt de stroom door T1 C1 op, wat geleidelijk resulteert in een spanning over C1 met 'a' negatief en 'c' positief, waardoor een groeiende sinusvormige golfvorm ontstaat. Op dit moment wordt spanning 'a' door Q0 teruggebracht tot 1 V, waardoor de spanning op punt 'c' sinusvormig toeneemt. De gatespanning van Q1 wordt geclampt door de spanningsreferentiediode D3, waardoor Q1 op een geklokte manier geleidend blijft.

 
Afbeelding 2-3 (t0~t1) Q1 Geleidend, T1 Opladend C1

3. (Tijdsinterval t1~t2) C1 begint te ontladen via T1 van punt 'c' naar punt 'a', waardoor de spanning over C1, dwz de spanning op punt 'c', sinusoïdaal afneemt. Tegelijkertijd neemt de stroom door T1 sinusoïdaal toe van punt 'c' naar punt 'a'.

Figuur 2-4 (t1~t2) Ontlading van wikkeling C1 naar T1, wanneer de spanning over C1 ongeveer 0 is, wordt Q1 uitgeschakeld en Q2 ingeschakeld.

4. (Tijdsinterval t2) Wanneer C1 bijna ontladen is, daalt de spanning op punt 'c' tot rond de drempelspanning van de MOS-transistor, waardoor Q1 via D2 het versterkingsgebied binnengaat. Op dit moment bereikt de ontlaadstroom van C1 door de T1-wikkeling van punt 'c' naar punt 'a' zijn maximale waarde. Tegelijkertijd, wanneer Q1 het versterkingsgebied binnengaat, stijgt de spanning op punt 'a' geleidelijk, en komt Q2 ook het versterkingsgebied binnen via D1.

5. (Tijdsinterval t2) C1 is volledig ontladen en de stroom door de T1-wikkeling van punt 'c' naar punt 'a' bereikt zijn maximale waarde. Het begint C1 op te laden, wat resulteert in een spanning over C1 met 'a' positief en 'c' negatief, terwijl de spanning over C1 sinusoïdaal toeneemt. Op dit moment komen beide MOS-transistoren gelijktijdig het versterkingsgebied binnen.

6. (Afbeelding rechts) Door het continu opladen van C1 door T1 is de spanning over C1 positief bij punt 'a' en negatief bij punt 'c'. Via de twee diodes neemt de gatespanning van Q2 toe en neemt de gatespanning van Q1 geleidelijk af, waardoor positieve terugkoppeling ontstaat. Hierdoor wordt Q2 ingeschakeld en Q1 uitgeschakeld.

7. Het geleidingsproces van Q2 is vergelijkbaar met dat van Q1.

8. De inductantiewaarde van L1 is groter dan die van T1, en de stroom door L1 blijft gedurende de gehele oscillatiecyclus relatief constant. Tijdens het oscillatieproces vult L1 voortdurend energie aan de LC-oscillator aan.

III. Berekening van nulspanningsschakeling (ZVS).

1. Berekening van de golfvormamplitude

Uit de golfvormgrafiek blijkt dat de golfvorm op punt 'b' van L1 de absolute waarde is van een sinusgolf (dwz de spanning die daalt tot Vbm daaronder). Door gebruik te maken van de stabiele toestand waarin de spanningsintegraal over de inductor nul is en de stroomintegraal over de condensator nul is, kan de amplitude van de spanning op punt 'b' worden berekend.

Ervan uitgaande dat de spanning op punt 'b' gelijk is , en de spanning van de voeding is Vcc,

Dan is de spanning over beide uiteinden van L1 gelijk daarom ,

Integratie van de spanning over beide uiteinden van L1...berekend als,

Uit de golfvormgrafiek blijkt dat de spanning op punt 'b' de helft is van de spanning tussen de punten 'a' en 'c'. Daarom is de spanning aan de uiteinden 'a' en 'c', die ook de spanning over C1 is, ...daarom, .

2. Berekening van de inductorstroom

Zodra we de spanning over condensator C1 kennen, is dat zo kunnen we de maximale piekstroom in de inductor berekenen met behulp van de formules voor de energie opgeslagen in een condensator en de energie opgeslagen in een inductor. De maximale piekstroom in de inductor wordt gegeven door de formule: , waarbij L de inductantiewaarde is tussen de punten 'a' en 'c'.

Zoals we kunnen zien, neemt bij een grotere waarde van de capaciteit (C) en een kleinere waarde van de inductantie (L) de stroom door de inductor toe. Dit resulteert in een sterker magnetisch veld en leidt tot elektromagnetische inductieverhitting. Wanneer de stroom door de inductor echter te groot wordt, moeten we rekening houden met de verliezen in zijn weerstand. Bovendien is de maximale stroom die door de condensator vloeit gelijk aan de maximale stroom door de inductor. Daarom moeten we bij het selecteren van de resonantiecondensator rekening houden met de maximale stroomsterkte.

3. Berekening van resonantiefrequentie

Omdat dit een parallelle LC-resonantie is, kan de resonantiefrequentie als volgt worden berekend:

4. Berekening van AC-piekstroom op inductor L1

Wanneer de inductantiewaarde van L1 relatief groot is, is de stroom die er doorheen vloeit voornamelijk gelijkstroom, waardoor de energie die verloren gaat bij de oscillatie wordt gecompenseerd. Omdat de amplitude op punt 'b' bekend is, kunnen we de piekwisselstroom in L1 berekenen tijdens één oscillatiecyclus (de werkelijke piekstroom is de som van de gelijkstroom en de piekwisselstroom).

De spanning op punt 'b', Vb, is gelijk aan Vcc voor een tijdsduur, t:

Daarom, door de spanning te integreren,, kunnen we de piekstroom berekenen die door L1 vloeit. Een kleine L1 zal resulteren in een grote piekstroom, wat tot onnodige verliezen leidt.

Een PD-oplossing (Power Delivery) van 100 W die gebruikmaakt van de nulspanningsschakeling (ZVS)-topologie.

De toenemende vraag naar een grotere batterijcapaciteit en een kortere oplaadtijd heeft de eisen aan het laadvermogen verhoogd. Het bereiken van een hoog vermogen in een kleine vormfactor vormt een aanzienlijke uitdaging, die leidt tot verschillende innovatieve oplossingen, waaronder de ZVS-topologie, hoogwaardige schakelaars, innovatieve verpakkingsmethoden en het gebruik van materialen met een brede bandafstand om aan de ontwerpvereisten te voldoen.

Het doel is om een ​​efficiëntie van 94% en een vermogensdichtheid van 23W/in3 te bereiken door gebruik te maken van stroomschakelaars en nieuwe topologiestructuren.

Om een ​​hogere vermogensdichtheid te bereiken, is het noodzakelijk om de juiste topologiestructuur, specificaties, afmetingen en geavanceerde besturingstechnieken te selecteren. In de huidige markt voor mobiele opladers met hoog vermogen zijn er meerdere oplossingen beschikbaar voor krachtige USB-PD-opladers, waaronder PFC+QR en PFC+LLC. Deze oplossingen hebben echter bepaalde beperkingen, zoals het onvermogen van QR om soft-switching te bereiken en de moeilijkheid om LLC-topologie te gebruiken voor het ontwerp van variabele uitgangsspanning.

Als reactie op deze uitdagingen heeft Infineon een nieuwe asymmetrische hybride flyback-topologie met halve brug geïntroduceerd (zoals weergegeven in figuur 1). De halvebrug- en seriecondensator drijven gezamenlijk de conventionele terugslagtransformator aan. De primaire primaire inductantie van de terugslagtransformator en de seriecondensator vormen een resonantiecircuit, dat de ZVS-karakteristieken van de halve brugschakelaars mogelijk maakt en zorgt voor resonante vermogensoverdracht tijdens de conventionele demagnetisatiefase van de terugslagtransformator. Tijdens normaal bedrijf worden de laadcyclus en het bijbehorende vermogen geregeld door de piekstroom van gelijkstroom, terwijl de demagnetisatiefase wordt geregeld door timing om een ​​goede negatieve voormagnetisatie te garanderen, waardoor wordt voldaan aan de vereiste ZVS-voorwaarden voor de halve brugschakelaars.

Figuur 1: Vereenvoudigd schematisch diagram van de asymmetrische flyback-topologie met halve brug.

Het stroomcircuit aan de primaire zijde wordt geïmplementeerd via een LC-resonantiecircuit, dat wordt aangedreven door een halve brug, vergelijkbaar met een LLC-omzetter. De resonante inductor Lr is een serie-inductor die de lekinductantie van de transformator kan zijn of de lekinductantie gecombineerd met een externe inductor. Lm vertegenwoordigt de hoofdinductie van de transformator. Hetzelfde conversie-effect kan ook worden bereikt door de resonantiecondensator Cr en de primaire spoel van de transformator aan te sluiten tussen het positieve knooppunt en het middelpunt van de halve brug. Wanneer de hogedrukschakelaar HS geleidt, wordt energie opgeslagen in Cr en Lm, en zal de energie die in elke component is opgeslagen variëren met de ingangsspanning en schakelfrequentie (zoals weergegeven in figuur 2).

Wanneer de high-side schakelaar HS wordt uitgeschakeld, zal de stroom in de transformator het middelpunt van de halve brug VHB dwingen te dalen totdat de diode van de low-side schakelaar de spanning vastklemt. Vervolgens schakelt de low-side schakelaar in bij nulspanning, terwijl de transformatorfase omkeert en energie wordt overgedragen naar de secundaire zijde. Wanneer de low-side schakelaar wordt uitgeschakeld, zal de negatieve stroom die in de vorige fase in de transformator werd geïnduceerd, de spanning in het middelpunt van de halve brug VHB dwingen te stijgen totdat de diode van de high-side schakelaar HS de spanning vastklemt, net als in de vorige fase. Onder ZVS-omstandigheden wordt HS ingeschakeld terwijl LS wordt uitgeschakeld, maar de stroom in de resonantiekring van de transformator is nog steeds negatief, wat betekent dat de overtollige energie in de resonantiekring wordt teruggevoerd naar de ingang.

Waarom kiezen voor de hybride flyback-topologie?

Vergeleken met andere flyback-topologieën hoeft de hybride flyback-transformator minder energie op te slaan, waardoor de lader kleiner wordt.

De hybride flyback kan volledige ZVS aan de primaire kant en volledige ZCS aan de secundaire kant bereiken, en ook de lekenergie kan worden teruggewonnen, waardoor de efficiëntie wordt verbeterd.

Zoals blijkt uit de volgende formule varieert de uitgangsspanning met de werkcyclus. Voor de hybride flyback is het veel eenvoudiger om een ​​output met een breed spanningsbereik te bereiken, waardoor de beperkingen van de LLC-topologie in toepassingen met een brede spanningsoutput worden overwonnen.

Vout: Uitgangsspanning

D: Inschakelduur

Vin: Ingangsspanning

Lm: Transformatorinductie

N: Transformatoromwentelingenverhouding

Lr: Lekinductantie van de transformator

Infineon's 100W USB-PD-referentieontwerp

De complete oplossing is weergegeven in figuur 3. De PFC-trap maakt gebruik van de kritische geleidingsmodus IRS2505 en het ThinPAK-pakket IPL60R185C7 CoolMOS®, terwijl de DC-DC-trap gebruikmaakt van de digitale PWM-controller XDPS2201 en IPLK60R360PFD7. Tegelijkertijd wordt de BSC028N06NS gebruikt als synchrone gelijkrichter (die in de toekomst kan worden vervangen door de laagspannings-ISZ0702NLS, speciaal ontworpen voor synchrone gelijkrichting van laders, om de kosteneffectiviteit verder te verbeteren). De protocolcontroller is CYPD3174 en de p-kanaal MOS BSZ086N03NS3 wordt gebruikt als uitgangsveiligheidsschakelaar.

Door deze configuratie kan het piekrendement 94% bereiken en bedraagt ​​het energieverbruik in stand-by minder dan 60 mW.

Hoogste efficiëntie:

Het kiezen van de juiste hoogspannings-MOSFET is cruciaal

Soft-switching-technologie maakt het mogelijk om te werken met Zero Voltage Switching (ZVS), waarbij de MOSFET pas inschakelt nadat de drain-source-spanning 0 V (of bijna 0 V) ​​bereikt. Deze strategie elimineert geleidingsverliezen, die doorgaans de belangrijkste oorzaak zijn van totale schakelverliezen. Helaas lijden alle hoogspannings-SJ-MOSFET's, vanwege het "niet-nul-verlies"-karakter van de uitgangscondensator, aan een extra verlies, energieverlies genaamd, tijdens het laden en ontladen van de uitgangscapaciteit (Coss) van de MOSFET. Daarom is het, zelfs onder ZVS-omstandigheden, niet mogelijk om alle in de uitgangscondensator (Eoss) opgeslagen energie terug te winnen. Dit fenomeen houdt verband met de hysteresekarakteristiek van Coss, die kan worden waargenomen door middel van grotere signaalmetingen tijdens de laad-/ontlaadcyclus van Coss. Daarom worden deze verliezen vaak Coss-hystereseverliezen (Eoss, hys) genoemd.

Dankzij de geavanceerde SJ-technologie van Infineon verlaagt de CoolMOS™ PFD7-serie de hystereseverliezen nog verder, wat de efficiëntie nog verder verbetert.

Conclusie

Gebaseerd op de digitale XDPS2201 kan de ZVS quasi-resonante topologie ZVS en ZCS bereiken onder verschillende ingangsspanningen en uitgangsstromen. Bovendien kan het ook energie terugwinnen uit de lekinductantie van de transformator. Krachtige power MOSFET's dragen bij aan een efficiëntie tot 94% in het 100W USB-PD-ontwerp met afmetingen van 60 mm x 40 mm x 18 mm.