La tecnología de conmutación de voltaje cero (ZVS)/conmutación de corriente cero (ZCS), también conocida como tecnología de conmutación suave, puede mejorar la eficiencia de las fuentes de alimentación de conmutación suave de baja potencia hasta entre un 80% y un 85%. En la década de 1970, las fuentes de alimentación conmutadas por resonancia sentaron las bases de la tecnología de conmutación suave.

 
Introducción Básica

Las fuentes de alimentación de modo conmutado PWM funcionan en un modo de conmutación dura, donde las formas de onda de voltaje y corriente se superponen durante el proceso de encendido/apagado, lo que resulta en grandes pérdidas de conmutación. Aunque la operación de alta frecuencia puede reducir el tamaño y el peso, las pérdidas por conmutación aumentan. Por lo tanto, es necesario estudiar tecnologías donde las formas de onda de voltaje/corriente no se superpongan durante la conmutación, lo que se denomina tecnología ZVS/ZCS o tecnología de conmutación suave. La eficiencia de las fuentes de alimentación de conmutación suave de bajo consumo se puede mejorar entre un 80% y un 85%. Las fuentes de alimentación conmutadas por resonancia en la década de 1970 sentaron las bases para la tecnología de conmutación suave. Desde entonces, han surgido nuevas tecnologías de conmutación suave, como el ZVS-PWM cuasi-resonante (a mediados de los años 1980), el ZVS-PWM de puente completo con desplazamiento de fase y el ZVS-PWM/ZCS-PWM de frecuencia constante (a finales de los años 1980). , Abrazadera activa ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (a principios de la década de 1990), ZV-ZCS-PWM de puente completo con desplazamiento de fase (a mediados de la década de 1990), etc. China ya ha aplicado lo último en software. tecnología de conmutación a fuentes de alimentación de comunicaciones de 6kW con una eficiencia del 98%.

 
Aplicación de Tecnología

 
Los requisitos clave para un regulador Buck suelen ser el tamaño y la eficiencia. Debido a que el área de la placa de circuito impreso es valiosa, ningún diseñador quiere asignar espacio adicional a la solución de diseño de energía. Además, a medida que los microcontroladores y los procesadores de señales digitales (DSP) continúan evolucionando, las soluciones de diseño de placas de circuito también continúan actualizándose. Aunque la potencia ha aumentado, el tamaño del producto no puede aumentar. Por lo tanto, se han desarrollado reguladores de alta densidad con la mejora de la última integración de circuitos integrados, tecnología MOSFET y procesos de empaquetado. Aun así, estos reguladores todavía no pueden cumplir con los requisitos de aplicación de los nuevos sistemas, especialmente porque la densidad de potencia dentro del sistema continúa aumentando. La razón principal es que las pérdidas por conmutación dificultan el desempeño interno del MOSFET del regulador. Si estos problemas de pérdidas no se resuelven fundamentalmente, sólo se pueden esperar mejoras menores en el rendimiento.

 
Razones para la selección

Las principales causas de las pérdidas por conmutación son: en primer lugar, la conmutación brusca. Actualmente, la mayoría de las topologías de reguladores reductores no aislados tienen altas pérdidas de conmutación. La razón es que durante el período de encendido/apagado, el MOSFET soporta simultáneamente alta corriente y alto voltaje. Cuando la frecuencia de conmutación y el voltaje de entrada aumentan, estas pérdidas también aumentan, lo que limita la frecuencia operativa máxima, la eficiencia y la densidad de potencia que se pueden lograr. En segundo lugar, las pérdidas por el accionamiento de la puerta. Debido a que la carga de Miller en el circuito de accionamiento de puerta tiene un alto consumo de energía, las pérdidas de accionamiento de puerta de la topología de conmutación dura también son altas. En tercer lugar, la conducción del diodo corporal. Cuando el MOSFET del lado alto se enciende y apaga, una corriente pulsante alta fluye a través del diodo del cuerpo del MOSFET del lado bajo. Cuanto mayor sea el tiempo de conducción del diodo del cuerpo, mayor será la pérdida de recuperación inversa y la pérdida de conducción del diodo del cuerpo. La conducción del diodo del cuerpo también puede causar sobrepasos y zumbidos destructivos. Las pérdidas de conmutación también limitan la frecuencia de conmutación del regulador. Cuanto mayor sea la frecuencia de conmutación, mayor será el tiempo de conmutación del MOSFET y mayores serán las pérdidas. Si el interruptor no puede conmutar a alta frecuencia, el uso de componentes pasivos más pequeños (resistencias, condensadores e inductores) será limitado, lo que afectará la densidad del regulador. Muchos diseñadores electrónicos esperan utilizar ZVS en el punto de carga.

En respuesta a estos problemas, Picor ha introducido una plataforma reguladora reductora de conmutación suave, altamente integrada y de alto rendimiento que puede operar a altas frecuencias, lo que reduce en gran medida las pérdidas de conmutación y mejora la eficiencia.

I. Antecedentes de la solicitud ZVS

La conmutación de voltaje cero (ZVS) se refiere a que cuando el tubo del interruptor está apagado, el voltaje en ambos extremos del tubo del interruptor ya es 0. De esta manera, se puede minimizar la pérdida de conmutación del tubo del interruptor. Las fuentes de alimentación resonantes que utilizamos habitualmente, como las cocinas de inducción y las fuentes de alimentación LLC, son todas fuentes de alimentación resonantes. Los cargadores comunes son fuentes de alimentación conmutadas por hardware, que tienen mayores pérdidas que estas fuentes de alimentación resonantes. Por tanto, ZVS puede alcanzar una eficiencia muy alta. Por ejemplo, en una cocina de inducción, cuando ajustamos la potencia a un nivel relativamente alto, seguirá calentando; cuando la potencia se ajusta a un nivel más bajo, comienza a calentarse intermitentemente porque no puede alcanzar el estado resonante. Las fuentes de alimentación conmutadas, como nuestros cargadores normales, siempre oscilan continuamente independientemente de si están cargadas o descargadas. Sin embargo, el ZVS tiene una desventaja: su rango de ajuste es generalmente estrecho.

 
II. Principios de la conmutación de voltaje cero (ZVS)

Figura 2-1 Diagrama del principio de conmutación de voltaje cero (fuente de alimentación de CC)

Figura 2-2 Forma de onda de conmutación de voltaje cero y su forma de onda en t2

Cuando se aplica energía, la corriente que fluye a través de L1 es cero. La fuente de alimentación enciende Q1 y Q2 a través de R1 y R2, y la corriente a través de L1 aumenta gradualmente. Debido a las diferencias en las características entre los dos transistores de conmutación, la corriente que fluye hacia Q1 y Q2 será diferente. Suponiendo que la corriente a través de Q1 es mayor que Q2, el voltaje de la puerta de Q1 será mayor que el de Q2. A través de los diodos D1 y D2, el voltaje en el punto 'a' será menor que el del punto 'c', lo que resultará en un voltaje inducido con 'b' positivo y 'a' negativo. Esto forma una retroalimentación positiva a través de T1, lo que hace que Q1 se encienda y Q2 se apague, completando el proceso de inicio.

(Intervalo de tiempo t0~t1) Durante el estado estacionario cuando Q1 está conduciendo, la corriente del período anterior a través de T1 fue de 'a' a 'c', y el voltaje a través de C1 fue cero. Como la corriente no puede cambiar abruptamente, la corriente a través de T1 carga C1, lo que resulta gradualmente en un voltaje a través de C1 con 'a' negativa y 'c' positiva, formando una forma de onda sinusoidal creciente. En este momento, Q0 reduce el voltaje 'a' a 1 V, lo que hace que el voltaje en el punto 'c' aumente de manera sinusoidal. El voltaje de puerta de Q1 está fijado por el diodo de referencia de voltaje D3, manteniendo Q1 conduciendo de manera sincronizada.

 
Figura 2-3 (t0~t1) Q1 Conduciendo, T1 Cargando C1

3. (Intervalo de tiempo t1 ~ t2) C1 comienza a descargarse a través de T1 desde el punto 'c' al punto 'a', lo que provoca que el voltaje en C1, es decir, el voltaje en el punto 'c', disminuya de manera sinusoidal. Al mismo tiempo, la corriente que pasa por T1 aumenta de forma sinusoidal desde el punto 'c' al punto 'a'.

Figura 2-4 (t1~t2) Descarga del devanado C1 al T1, cuando el voltaje en C1 es alrededor de 0, Q1 se apaga y Q2 se enciende.

4. (Intervalo de tiempo t2) Cuando C1 está casi descargado, el voltaje en el punto 'c' cae alrededor del voltaje umbral del transistor MOS, lo que hace que Q1 entre en la región de amplificación a través de D2. En este momento, la corriente de descarga de C1 a través del devanado T1 desde el punto 'c' al punto 'a' alcanza su valor máximo. Simultáneamente, cuando Q1 ingresa a la región de amplificación, el voltaje en el punto 'a' aumenta gradualmente y Q2 también ingresa a la región de amplificación a través de D1.

5. (Intervalo de tiempo t2) C1 se descarga completamente y la corriente a través del devanado T1 desde el punto 'c' al punto 'a' alcanza su valor máximo. Comienza a cargar C1, lo que da como resultado un voltaje en C1 con 'a' positivo y 'c' negativo, mientras que el voltaje en C1 aumenta de manera sinusoidal. En este momento, ambos transistores MOS ingresan simultáneamente a la región de amplificación.

6. (Figura de la derecha) Debido a la carga continua de C1 por parte de T1, el voltaje en C1 es positivo en el punto 'a' y negativo en el punto 'c'. A través de los dos diodos, el voltaje de la puerta de Q2 aumenta y el voltaje de la puerta de Q1 disminuye gradualmente, formando una retroalimentación positiva. Como resultado, Q2 se enciende y Q1 se apaga.

7. El proceso de conducción de Q2 es similar al de Q1.

8. El valor de inductancia de L1 es mayor que el de T1 y la corriente a través de L1 permanece relativamente constante durante todo el ciclo de oscilación. Durante el proceso de oscilación, L1 repone continuamente energía al oscilador LC.

III. Cálculo de conmutación de voltaje cero (ZVS)

1. Cálculo de la amplitud de la forma de onda

En el gráfico de forma de onda, se puede ver que la forma de onda en el punto 'b' de L1 es el valor absoluto de una onda sinusoidal (es decir, el voltaje que cae a Vbm por debajo). Al utilizar la condición de estado estable donde la integral de voltaje a través del inductor es cero y la integral de corriente a través del capacitor es cero, se puede calcular la amplitud del voltaje en el punto 'b'.

Suponiendo que el voltaje en el punto 'b' es , y el voltaje de la fuente de alimentación es Vcc,

Entonces el voltaje en ambos extremos de L1 es por lo tanto ,

Integrando el voltaje en ambos extremos de L1...calculado como,

En el gráfico de forma de onda, se puede observar que el voltaje en el punto 'b' es la mitad del voltaje entre los puntos 'a' y 'c'. Por lo tanto, el voltaje en los extremos 'a' y 'c', que también es el voltaje en C1, es...por lo tanto, .

2. Cálculo de la corriente del inductor

Una vez que conocemos el voltaje a través del capacitor C1, ¿es , podemos calcular la corriente máxima máxima en el inductor usando las fórmulas para la energía almacenada en un capacitor y la energía almacenada en un inductor. La corriente máxima máxima en el inductor viene dada por la fórmula: , donde L es el valor de inductancia entre los puntos 'a' y 'c'.

Como podemos ver, con un valor mayor de capacitancia (C) y un valor menor de inductancia (L), la corriente a través del inductor aumenta. Esto da como resultado un campo magnético más fuerte y conduce a un calentamiento por inducción electromagnética. Sin embargo, cuando la corriente que pasa por el inductor se vuelve demasiado grande, debemos considerar las pérdidas en su resistencia. Además, la corriente máxima que fluye a través del capacitor es igual a la corriente máxima a través del inductor. Por lo tanto, al seleccionar el condensador resonante, debemos tener en cuenta su clasificación de corriente máxima.

3. Cálculo de la frecuencia resonante

Dado que se trata de una resonancia LC paralela, la frecuencia de resonancia se puede calcular como

4. Cálculo de la corriente máxima de CA en el inductor L1

Cuando el valor de inductancia de L1 es relativamente grande, la corriente que fluye a través de él es principalmente CC, compensando la energía perdida en la oscilación. Dado que se conoce la amplitud en el punto 'b', podemos calcular la corriente CA máxima en L1 durante un ciclo de oscilación (la corriente máxima real es la suma de la corriente CC y la corriente CA máxima).

El voltaje en el punto 'b', Vb, es igual a Vcc durante un tiempo, t:

Por lo tanto, al integrar el voltaje,, podemos calcular la corriente máxima que fluye a través de L1. Un L1 pequeño dará como resultado un pico de corriente grande, lo que provocará pérdidas innecesarias.

Una solución PD (Power Delivery) de 100 W que utiliza la topología de conmutación de voltaje cero (ZVS).

La creciente demanda de mayor capacidad de batería y menor tiempo de carga ha aumentado los requisitos de potencia del cargador. Lograr alta potencia en un factor de forma pequeño plantea un desafío importante, lo que lleva a varias soluciones innovadoras, incluida la topología ZVS, conmutadores de alto rendimiento, métodos de empaquetado innovadores y el uso de materiales de banda ancha para cumplir con los requisitos de diseño.

El objetivo es lograr una eficiencia del 94 % y una densidad de potencia de 23 W/in3 mediante el uso de interruptores de alimentación y estructuras de topología novedosas.

Para lograr una mayor densidad de potencia, es necesario seleccionar la estructura de topología, las especificaciones, las dimensiones y las técnicas de control avanzadas adecuadas. En el mercado actual de cargadores móviles de alta potencia, existen múltiples soluciones disponibles para cargadores USB-PD de alta potencia, incluidos PFC+QR y PFC+LLC. Sin embargo, estas soluciones tienen ciertas limitaciones, como la incapacidad de QR para lograr una conmutación suave y la dificultad de utilizar la topología LLC para el diseño de voltaje de salida variable.

En respuesta a estos desafíos, Infineon ha introducido una nueva topología de retorno híbrido de medio puente asimétrico (como se muestra en la Figura 1). El medio puente y el condensador en serie impulsan colectivamente el transformador flyback convencional. La inductancia primaria principal del transformador flyback y el condensador en serie forman un circuito resonante, que permite las características ZVS de los interruptores de medio puente y proporciona transferencia de potencia resonante durante la fase de desmagnetización convencional del transformador flyback. Durante el funcionamiento normal, el ciclo de carga y la energía relacionada se controlan mediante la corriente continua máxima, mientras que la fase de desmagnetización se controla mediante sincronización para garantizar una premagnetización negativa adecuada, cumpliendo así las condiciones ZVS requeridas para los interruptores de medio puente.

Figura 1: Diagrama esquemático simplificado de la topología de retorno de medio puente asimétrico.

El circuito de potencia en el lado primario se implementa a través de un circuito resonante LC, que es impulsado por un medio puente similar a un convertidor LLC. El inductor resonante Lr es un inductor en serie que puede ser la inductancia de fuga del transformador o la inductancia de fuga combinada con un inductor externo. Lm representa la inductancia principal del transformador. También se puede lograr el mismo efecto de conversión conectando el condensador resonante Cr y la bobina primaria del transformador entre el nodo positivo y el punto medio del medio puente. Cuando el interruptor del lado alto HS está conduciendo, la energía se almacenará en Cr y Lm, y la energía almacenada en cada componente variará con el voltaje de entrada y la frecuencia de conmutación (como se muestra en la Figura 2).

Cuando se apaga el interruptor del lado alto HS, la corriente en el transformador forzará que el punto medio del medio puente VHB caiga hasta que el diodo del cuerpo del interruptor del lado bajo fije el voltaje. Luego, el interruptor del lado bajo se enciende a voltaje cero mientras la fase del transformador se invierte y la energía se transfiere al lado secundario. Cuando el interruptor del lado bajo se apaga, la corriente negativa inducida en el transformador en la etapa anterior forzará que el voltaje en el punto medio del medio puente VHB aumente hasta que el voltaje de abrazadera del diodo del cuerpo del interruptor del lado alto HS, similar a la etapa anterior. En condiciones ZVS, HS se enciende mientras LS está apagado, pero la corriente en el circuito resonante del transformador sigue siendo negativa, lo que significa que el exceso de energía en el circuito resonante regresará al extremo de entrada.

¿Por qué elegir la topología de retorno híbrido?

En comparación con otras topologías flyback, el transformador flyback híbrido necesita almacenar menos energía, lo que ayuda a reducir el tamaño del cargador.

El flyback híbrido puede lograr un ZVS completo en el lado primario y un ZCS completo en el lado secundario, y la energía de fuga también se puede recuperar, mejorando así la eficiencia.

Como se muestra en la siguiente fórmula, el voltaje de salida varía con el ciclo de trabajo. Para el flyback híbrido, es mucho más fácil lograr una salida de amplio rango de voltaje, superando las limitaciones de la topología LLC en aplicaciones de salida de amplio voltaje.

Vout: voltaje de salida

D: ciclo de trabajo

Vin: voltaje de entrada

Lm: Inductancia del transformador

N: Relación de vueltas del transformador

Lr: Inductancia de fuga del transformador

Diseño de referencia USB-PD de 100 W de Infineon

La solución completa se muestra en la Figura 3. La etapa PFC utiliza el IRS2505 de modo de conducción crítico y el encapsulado ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS™, mientras que la etapa CC-CC utiliza el controlador PWM digital XDPS2201 e IPLK60R360PFD7. Asimismo, el BSC028N06NS se utiliza como interruptor de rectificación síncrona (que en el futuro podrá sustituirse por el ISZ0702NLS de bajo voltaje, diseñado específicamente para la rectificación síncrona del cargador, para optimizar la rentabilidad). El controlador de protocolo es el CYPD3174, y el MOS de canal p BSZ086N03NS3 se utiliza como interruptor de seguridad de salida.

A través de esta configuración, la eficiencia máxima puede alcanzar el 94% y el consumo de energía en espera es inferior a 60 mW.

Máxima eficiencia:

Elegir el MOSFET de alto voltaje adecuado es crucial

La tecnología de conmutación suave permite que el dispositivo funcione bajo conmutación de voltaje cero (ZVS), donde el MOSFET solo se enciende después de que el voltaje de la fuente de drenaje alcanza 0 V (o cerca de 0 V). Esta estrategia elimina las pérdidas de conducción, que suelen ser las que más contribuyen a las pérdidas totales del interruptor. Desafortunadamente, debido a la naturaleza de "pérdida distinta de cero" del capacitor de salida, todos los MOSFET SJ de alto voltaje sufren una pérdida adicional conocida como pérdida de energía durante la carga y descarga de la capacitancia de salida del MOSFET (Coss). Por lo tanto, incluso cuando se opera en condiciones ZVS, no es posible recuperar toda la energía almacenada en el capacitor de salida (Eoss). Este fenómeno está relacionado con la característica de histéresis de Coss, que se puede observar a través de mediciones de señales más grandes durante el ciclo de carga/descarga de Coss. Como resultado, estas pérdidas a menudo se denominan pérdidas por histéresis de Coss (Eoss,hys).

Gracias a la avanzada tecnología SJ de Infineon, la serie CoolMOS™ PFD7 reduce aún más las pérdidas por histéresis, lo que contribuye a mejorar aún más la eficiencia.

Conclusión

Basada en el XDPS2201 digital, la topología cuasi-resonante ZVS puede lograr ZVS y ZCS en diferentes condiciones de voltaje de entrada y corriente de salida. Además, también puede recuperar energía de la inductancia de fuga del transformador. Los MOSFET de potencia de alto rendimiento contribuyen a lograr hasta un 94 % de eficiencia en el diseño USB-PD de 100 W con dimensiones de 60 mm x 40 mm x 18 mm.