فناوری سوئیچینگ ولتاژ صفر (ZVS) / سوئیچینگ جریان صفر (ZCS) که به عنوان فناوری سوئیچینگ نرم نیز شناخته می شود، می تواند کارایی منابع تغذیه سوئیچینگ نرم کم مصرف را تا 80٪ تا 85٪ بهبود بخشد. در دهه 1970، منابع تغذیه سوئیچینگ رزونانس، پایه و اساس فناوری سوئیچینگ نرم را ایجاد کرد.

 
مقدمه مقدماتی

منابع تغذیه حالت سوئیچ PWM در حالت سوئیچینگ سخت کار می کنند، که در آن شکل موج ولتاژ و جریان در طول فرآیند خاموش/روشن همپوشانی دارند و منجر به تلفات کلیدی بزرگ می شود. اگرچه عملکرد با فرکانس بالا می تواند اندازه و وزن را کاهش دهد، تلفات سوئیچینگ افزایش می یابد. بنابراین، مطالعه فناوری هایی که در آن شکل موج ولتاژ/جریان در هنگام سوئیچینگ با هم همپوشانی ندارند، ضروری است که به آن فناوری ZVS/ZCS یا فناوری سوئیچینگ نرم می گویند. راندمان منابع تغذیه سوئیچینگ نرم کم مصرف را می توان به 80 تا 85 درصد افزایش داد. منابع تغذیه سوئیچینگ رزونانس در دهه 1970 پایه و اساس فناوری سوئیچینگ نرم را ایجاد کرد. از آن زمان، فن‌آوری‌های جدید سوئیچینگ نرم، مانند شبه تشدید (در اواسط دهه 1980)، ZVS-PWM با تغییر فاز کامل، ZVS-PWM/ZCS-PWM با فرکانس ثابت (در اواخر دهه 1980) ظهور کردند. ، گیره فعال ZVS-PWM، ZVT-PWM/ZCT-PWM (در اوایل دهه 1990)، پل کامل انتقال فاز ZV-ZCS-PWM (در اواسط دهه 1990) و غیره. چین قبلاً آخرین نرم افزار را اعمال کرده است. تکنولوژی سوئیچینگ به منابع تغذیه ارتباطی 6 کیلوواتی با راندمان 98 درصد.

 
کاربرد فناوری

 
الزامات کلیدی برای تنظیم کننده باک معمولاً اندازه و کارایی است. از آنجایی که مساحت برد مدار چاپی ارزشمند است، هیچ طراح نمی خواهد فضای اضافی را به راه حل طراحی قدرت اختصاص دهد. علاوه بر این، با ادامه تکامل میکروکنترلرها و پردازنده‌های سیگنال دیجیتال (DSP)، راه‌حل‌های طراحی برد مدار نیز به ارتقاء خود ادامه می‌دهند. اگرچه قدرت افزایش یافته است، اندازه محصول نمی تواند افزایش یابد. بنابراین، رگولاتورهای با چگالی بالا با بهبود آخرین ادغام آی سی، فناوری ماسفت و فرآیندهای بسته بندی توسعه یافته اند. با این حال، این تنظیم کننده ها هنوز نمی توانند الزامات کاربردی سیستم های جدید را برآورده کنند، به خصوص که چگالی توان در سیستم همچنان در حال افزایش است. دلیل اصلی این است که تلفات سوئیچینگ مانع عملکرد داخلی ماسفت رگولاتور می شود. اگر این مشکلات از دست دادن اساساً حل نشوند، فقط می توان انتظار بهبود عملکرد جزئی را داشت.

 
دلایل انتخاب

علل اصلی تلفات سوئیچینگ عبارتند از: اول، سوئیچینگ سخت. در حال حاضر، اکثر توپولوژی های تنظیم کننده باک غیر ایزوله تلفات سوئیچینگ بالایی دارند. دلیل آن این است که در طول دوره روشن/خاموش، ماسفت به طور همزمان جریان بالا و تنش ولتاژ بالا را تحمل می کند. هنگامی که فرکانس سوئیچینگ و ولتاژ ورودی افزایش می یابد، این تلفات نیز افزایش می یابد و حداکثر فرکانس کاری، راندمان و چگالی توان قابل دستیابی را محدود می کند. دوم، تلفات درایو گیت. از آنجایی که شارژ میلر در مدار درایو گیت مصرف برق بالایی دارد، تلفات درایو گیت در توپولوژی هارد سوئیچینگ نیز زیاد است. سوم، هدایت دیود بدن. هنگامی که ماسفت سمت بالا روشن و خاموش می شود، جریان ضربانی بالایی از دیود بدنه ماسفت سمت پایین عبور می کند. هر چه زمان رسانش دیود بدنه بیشتر باشد، افت بازیابی معکوس و از دست دادن هدایت دیود بدنه بیشتر می شود. رسانایی دیود بدنه نیز می تواند باعث افزایش بیش از حد مخرب و زنگ زدن شود. تلفات سوئیچینگ همچنین فرکانس سوئیچینگ رگولاتور را محدود می کند. هر چه فرکانس سوئیچینگ بیشتر باشد، زمان سوئیچینگ ماسفت بیشتر می شود و تلفات بیشتر می شود. اگر سوئیچ نتواند در فرکانس بالا سوئیچ کند، استفاده از اجزای غیرفعال کوچکتر (مقاومت ها، خازن ها و سلف ها) محدود می شود و بر چگالی تنظیم کننده تأثیر می گذارد. بسیاری از طراحان الکترونیک امیدوارند که از ZVS در نقطه بار استفاده کنند.

در پاسخ به این مشکلات، Picor یک پلت فرم رگولاتور باک با عملکرد بالا، بسیار یکپارچه و با سوئیچینگ نرم را معرفی کرده است که می تواند در فرکانس های بالا کار کند و تلفات سوئیچینگ را تا حد زیادی کاهش دهد و کارایی را بهبود بخشد.

I. پیشینه برنامه ZVS

سوئیچینگ ولتاژ صفر (ZVS) به این معنی است که وقتی لوله سوئیچ خاموش است، ولتاژ در هر دو انتهای لوله سوئیچ از قبل 0 است. به این ترتیب، تلفات کلید سوئیچ را می توان به حداقل رساند. منابع تغذیه رزونانسی که ما معمولا استفاده می کنیم، مانند اجاق های القایی و منابع تغذیه LLC، همگی منبع تغذیه تشدید هستند. شارژرهای معمولی منبع تغذیه هارد سوئیچ هستند که تلفات بیشتری نسبت به این منبع تغذیه رزونانسی دارند. بنابراین، ZVS می تواند به راندمان بسیار بالایی دست یابد. به عنوان مثال، در یک اجاق القایی، هنگامی که ما قدرت را در سطح نسبتاً بالایی تنظیم می کنیم، به گرم شدن ادامه می دهد. هنگامی که توان به سطح پایین‌تری تنظیم می‌شود، به طور متناوب شروع به گرم شدن می‌کند زیرا نمی‌تواند به حالت رزونانس برسد. منابع تغذیه سوئیچینگ سخت مانند شارژرهای معمولی ما همیشه بدون در نظر گرفتن بارگیری یا خالی بودن آنها به طور مداوم در نوسان هستند. با این حال، ZVS یک نقطه ضعف دارد و آن این است که محدوده تنظیم آن به طور کلی باریک است.

 
II. اصول سوئیچینگ ولتاژ صفر (ZVS)

شکل 2-1 نمودار اصل سوئیچینگ ولتاژ صفر (منبع تغذیه DC)

شکل 2-2 شکل موج سوئیچینگ ولتاژ صفر و شکل موج آن در t2

وقتی برق اعمال می شود، جریان عبوری از L1 صفر است. منبع تغذیه Q1 و Q2 را از طریق R1 و R2 روشن می کند و جریان از طریق L1 به تدریج افزایش می یابد. به دلیل تفاوت در خصوصیات بین دو ترانزیستور سوئیچینگ، جریان وارد شده به Q1 و Q2 متفاوت خواهد بود. با فرض اینکه جریان عبوری از Q1 بیشتر از Q2 باشد، ولتاژ دروازه Q1 بیشتر از Q2 خواهد بود. از طریق دیودهای D1 و D2، ولتاژ در نقطه 'a' کمتر از ولتاژ در نقطه 'c' خواهد بود، و در نتیجه یک ولتاژ القایی با 'b' مثبت و 'a' منفی ایجاد می شود. این بازخورد مثبت از طریق T1 ایجاد می‌کند و باعث می‌شود Q1 روشن شود و Q2 خاموش شود و فرآیند راه‌اندازی کامل شود.

(فاصله زمانی t0~t1) در طول حالت پایدار زمانی که Q1 در حال انجام است، جریان دوره قبلی از طریق T1 از 'a' تا 'c' بود، و ولتاژ دو طرف C1 صفر بود. از آنجایی که جریان نمی تواند به طور ناگهانی تغییر کند، جریان عبوری از T1 C1 را شارژ می کند و به تدریج منجر به ایجاد ولتاژ در C1 با "a" منفی و "c" مثبت می شود و یک شکل موج سینوسی در حال رشد را تشکیل می دهد. در این زمان، ولتاژ "a" توسط Q0 به 1 ولت کاهش می یابد و باعث می شود ولتاژ در نقطه "c" به صورت سینوسی افزایش یابد. ولتاژ دروازه Q1 توسط دیود مرجع ولتاژ D3 بسته می شود و Q1 را به صورت کلاک هدایت می کند.

 
شکل 2-3 (t0~t1) هدایت Q1، شارژ T1 C1

3. (فاصله زمانی t1~t2) C1 شروع به تخلیه از طریق T1 از نقطه 'c' به نقطه 'a' می کند، که باعث می شود ولتاژ در C1، یعنی ولتاژ در نقطه 'c'، به صورت سینوسی کاهش یابد. در همان زمان، جریان عبوری از T1 به صورت سینوسی از نقطه 'c' به نقطه 'a' افزایش می یابد.

شکل 2-4 (t1~t2) تخلیه سیم پیچ C1 به T1، زمانی که ولتاژ C1 حدود 0 باشد، Q1 خاموش می شود و Q2 روشن می شود.

4. (فاصله زمانی t2) هنگامی که C1 تقریباً تخلیه می شود، ولتاژ در نقطه 'c' به حدود ولتاژ آستانه ترانزیستور MOS کاهش می یابد، که باعث می شود Q1 از طریق D2 وارد منطقه تقویت شود. در این زمان، جریان تخلیه C1 از طریق سیم پیچ T1 از نقطه 'c' به نقطه 'a' به حداکثر مقدار خود می رسد. همزمان با ورود Q1 به ناحیه تقویت، ولتاژ در نقطه 'a' به تدریج افزایش می یابد و Q2 نیز از طریق D1 وارد منطقه تقویت می شود.

5. (فاصله زمانی t2) C1 به طور کامل تخلیه می شود و جریان عبوری از سیم پیچ T1 از نقطه 'c' به نقطه 'a' به حداکثر مقدار خود می رسد. شروع به شارژ کردن C1 می کند و در نتیجه ولتاژ C1 با "a" مثبت و "c" منفی می شود، در حالی که ولتاژ در C1 به صورت سینوسی افزایش می یابد. در این زمان، هر دو ترانزیستور MOS به طور همزمان وارد منطقه تقویت می شوند.

6. (شکل سمت راست) به دلیل شارژ مداوم C1 توسط T1، ولتاژ دو طرف C1 در نقطه 'a' مثبت و در نقطه 'c' منفی است. از طریق دو دیود، ولتاژ دروازه Q2 افزایش می یابد و ولتاژ دروازه Q1 به تدریج کاهش می یابد و بازخورد مثبت ایجاد می کند. در نتیجه Q2 روشن و Q1 خاموش می شود.

7. فرآیند هدایت Q2 شبیه به Q1 است.

8. مقدار اندوکتانس L1 بزرگتر از T1 است و جریان عبوری L1 در کل چرخه نوسان نسبتاً ثابت می ماند. در طول فرآیند نوسان، L1 به طور مداوم انرژی را به نوسانگر LC پر می کند.

III. محاسبه سوئیچینگ ولتاژ صفر (ZVS).

1. محاسبه دامنه شکل موج

از نمودار شکل موج، می توان دید که شکل موج در نقطه 'b' از L1 قدر مطلق یک موج سینوسی است (یعنی ولتاژی که به Vbm پایین می آید). با استفاده از شرایط حالت پایدار که در آن انتگرال ولتاژ در سرتاسر سلف صفر و انتگرال جریان در سرتاسر خازن صفر است، دامنه ولتاژ در نقطه 'b' را می توان محاسبه کرد.

با فرض اینکه ولتاژ در نقطه 'b' باشد و ولتاژ منبع تغذیه Vcc است،

سپس ولتاژ دو سر L1 است از این رو ،

یکپارچه سازی ولتاژ در دو سر L1...محاسبه شده است،

از نمودار شکل موج، می توان مشاهده کرد که ولتاژ در نقطه 'b' نصف ولتاژ بین نقاط 'a' و 'c' است. بنابراین، ولتاژ در انتهای "a" و "c" که ولتاژ دو طرف C1 نیز می باشد، برابر ...از این رو، .

2. محاسبه جریان سلف

هنگامی که ما می دانیم ولتاژ در خازن C1 است با استفاده از فرمول های انرژی ذخیره شده در خازن و انرژی ذخیره شده در سلف می توانیم حداکثر جریان پیک در سلف را محاسبه کنیم. حداکثر جریان پیک در سلف با فرمول داده می شود: ، جایی که L مقدار اندوکتانس بین نقاط 'a' و 'c' است.

همانطور که می بینیم، با مقدار ظرفیت خازنی (C) بیشتر و مقدار اندوکتانس (L) کمتر، جریان عبوری از سلف افزایش می یابد. این منجر به یک میدان مغناطیسی قوی تر می شود و منجر به گرمایش القایی الکترومغناطیسی می شود. با این حال، هنگامی که جریان عبوری از سلف بیش از حد بزرگ می شود، باید تلفات مقاومت آن را در نظر بگیریم. علاوه بر این، حداکثر جریان عبوری از خازن برابر با حداکثر جریان از سلف است. بنابراین، هنگام انتخاب خازن رزونانس، باید حداکثر میزان جریان آن را در نظر بگیریم.

3. محاسبه فرکانس تشدید

از آنجایی که این یک رزونانس موازی LC است، فرکانس تشدید را می توان به صورت محاسبه کرد

4. محاسبه جریان پیک AC در سلف L1

زمانی که مقدار اندوکتانس L1 نسبتاً زیاد است، جریانی که از آن عبور می‌کند عمدتاً DC است و انرژی از دست رفته در نوسان را جبران می‌کند. از آنجایی که دامنه در نقطه 'b' مشخص است، می توانیم حداکثر جریان AC را در L1 در طول یک چرخه نوسانی محاسبه کنیم (پیک جریان واقعی مجموع جریان DC و حداکثر جریان AC است).

ولتاژ در نقطه 'b'، Vb، برابر است با Vcc برای مدت زمان، t:

بنابراین، با یکپارچه سازی ولتاژ،، می توانیم حداکثر جریان عبوری از L1 را محاسبه کنیم. یک L1 کوچک منجر به یک جریان اوج بزرگ می شود که منجر به تلفات غیر ضروری می شود.

یک راه حل PD (تحویل برق) 100 وات با استفاده از توپولوژی سوئیچینگ ولتاژ صفر (ZVS).

تقاضای فزاینده برای ظرفیت باتری بیشتر و زمان شارژ کوتاه تر، نیاز به شارژر را افزایش داده است. دستیابی به توان بالا در یک فاکتور شکل کوچک چالش مهمی را ایجاد می‌کند که منجر به راه‌حل‌های نوآورانه مختلفی از جمله توپولوژی ZVS، سوئیچ‌های با کارایی بالا، روش‌های بسته‌بندی نوآورانه، و استفاده از مواد با فاصله وسیع برای برآوردن نیازهای طراحی می‌شود.

هدف دستیابی به راندمان 94% و چگالی توان 23W/in3 با استفاده از کلیدهای برق و ساختارهای توپولوژی جدید است.

برای دستیابی به چگالی توان بالاتر، لازم است ساختار توپولوژی مناسب، مشخصات، ابعاد و تکنیک های کنترل پیشرفته انتخاب شود. در بازار فعلی شارژرهای موبایل پرمصرف، راه‌حل‌های متعددی برای شارژرهای پرقدرت USB-PD وجود دارد، از جمله PFC+QR و PFC+LLC. با این حال، این راه حل ها دارای محدودیت های خاصی هستند، مانند عدم توانایی QR در دستیابی به سوئیچینگ نرم و دشواری استفاده از توپولوژی LLC برای طراحی ولتاژ خروجی متغیر.

در پاسخ به این چالش ها، Infineon یک توپولوژی نامتقارن هیبریدی نیمه پل جدید فلایبک (همانطور که در شکل 1 نشان داده شده است) معرفی کرده است. نیم پل و خازن سری به طور جمعی ترانسفورماتور فلای بک معمولی را هدایت می کنند. اندوکتانس اولیه اصلی ترانسفورماتور فلای بک و خازن سری یک مدار تشدید را تشکیل می دهند که ویژگی های ZVS سوئیچ های نیم پل را فعال می کند و انتقال توان تشدید را در طول فاز مغناطیس زدایی معمولی ترانسفورماتور فلای بک فراهم می کند. در طول کارکرد عادی، چرخه شارژ و توان مربوطه توسط جریان DC اوج کنترل می‌شود، در حالی که فاز مغناطیس زدایی با زمان‌بندی کنترل می‌شود تا از مغناطیس‌سازی منفی پیش‌آمیز مناسب اطمینان حاصل شود، بنابراین شرایط ZVS مورد نیاز برای کلیدهای نیم‌پل برآورده می‌شود.

شکل 1: نمودار شماتیک ساده شده توپولوژی برگشتی نیم پل نامتقارن.

مدار قدرت در سمت اولیه از طریق یک مدار رزونانس LC اجرا می شود که توسط یک نیم پل شبیه به مبدل LLC هدایت می شود. سلف تشدید Lr یک سلف سری است که می تواند القایی نشتی ترانسفورماتور یا سلف نشتی همراه با یک سلف خارجی باشد. Lm نشان دهنده اندوکتانس اصلی ترانسفورماتور است. همین اثر تبدیل را می توان با اتصال خازن رزونانس کروم و سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور بین گره مثبت و نقطه میانی نیم پل به دست آورد. هنگامی که سوئیچ سمت بالا HS هدایت می شود، انرژی در کروم و Lm ذخیره می شود و انرژی ذخیره شده در هر جزء با ولتاژ ورودی و فرکانس سوئیچینگ تغییر می کند (همانطور که در شکل 2 نشان داده شده است).

هنگامی که کلید سمت بالا HS خاموش می شود، جریان در ترانسفورماتور باعث می شود تا نقطه میانی VHB نیم پل افت کند تا زمانی که دیود بدنه کلید سمت پایین ولتاژ را مسدود کند. سپس، کلید سمت پایین با ولتاژ صفر روشن می شود در حالی که فاز ترانسفورماتور معکوس می شود و انرژی به سمت ثانویه منتقل می شود. هنگامی که کلید سمت پایین خاموش می شود، جریان منفی القا شده در ترانسفورماتور در مرحله قبل ولتاژ را در نقطه میانی VHB نیم پل مجبور می کند تا ولتاژ گیره دیود بدنه کلید سمت بالا HS افزایش یابد. به مرحله قبل در شرایط ZVS، HS روشن می شود در حالی که LS خاموش است، اما جریان در مدار تشدید ترانسفورماتور هنوز منفی است، به این معنی که انرژی اضافی در مدار تشدید به انتهای ورودی باز می گردد.

چرا توپولوژی فلای بک ترکیبی را انتخاب کنیم؟

در مقایسه با سایر توپولوژی های فلای بک، ترانسفورماتور فلای بک هیبریدی نیاز به ذخیره انرژی کمتری دارد که به کاهش اندازه شارژر کمک می کند.

فلای بک هیبریدی می تواند به ZVS کامل در سمت اصلی و ZCS کامل در سمت ثانویه دست یابد و انرژی نشتی نیز قابل بازیابی است و در نتیجه کارایی را بهبود می بخشد.

همانطور که در فرمول زیر نشان داده شده است، ولتاژ خروجی با چرخه کار تغییر می کند. برای فلای بک هیبریدی، دستیابی به یک محدوده ولتاژ خروجی گسترده، غلبه بر محدودیت های توپولوژی LLC در کاربردهای خروجی ولتاژ گسترده، بسیار آسان تر است.

Vout: ولتاژ خروجی

د: چرخه وظیفه

Vin: ولتاژ ورودی

Lm: اندوکتانس ترانسفورماتور

N: نسبت چرخش ترانسفورماتور

Lr: اندوکتانس نشتی ترانسفورماتور

طراحی مرجع 100W USB-PD Infineon

راه حل کامل در شکل 3 نشان داده شده است. مرحله PFC از حالت هدایت بحرانی IRS2505 و بسته ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS استفاده می‌کند، در حالی که مرحله DC-DC از کنترل‌کننده PWM دیجیتال XDPS2201 و IPLK60R360PFD7 استفاده می‌کند. در عین حال، BSC028N06NS به عنوان یک سوئیچ اصلاح همزمان استفاده می‌شود (که می‌تواند در آینده با ISZ0702NLS ولتاژ پایین که به طور خاص برای اصلاح همزمان شارژر طراحی شده است، جایگزین شود تا مقرون به صرفه بودن را بیشتر بهبود بخشد). کنترل‌کننده پروتکل CYPD3174 است و MOS کانال p BSZ086N03NS3 به عنوان سوئیچ ایمنی خروجی استفاده می‌شود.

از طریق این پیکربندی، حداکثر راندمان می تواند به 94٪ برسد و مصرف برق آماده به کار کمتر از 60 میلی وات است.

بالاترین راندمان:

انتخاب ماسفت ولتاژ بالا بسیار مهم است

فناوری سوئیچینگ نرم به دستگاه اجازه می دهد تا تحت سوئیچینگ ولتاژ صفر (ZVS) کار کند، جایی که ماسفت تنها پس از رسیدن ولتاژ منبع تخلیه آن به 0 ولت (یا نزدیک به 0 ولت) روشن می شود. این استراتژی تلفات هدایت را که معمولاً عامل اصلی تلفات کل سوئیچ هستند حذف می کند. متأسفانه، به دلیل ماهیت "غیر صفر" خازن خروجی، همه ماسفت های ولتاژ بالا SJ دچار تلفات اضافی می شوند که به عنوان اتلاف انرژی در هنگام شارژ و تخلیه ظرفیت خروجی ماسفت (Coss) شناخته می شود. بنابراین، حتی در هنگام کار در شرایط ZVS، بازیابی تمام انرژی ذخیره شده در خازن خروجی (Eoss) امکان پذیر نیست. این پدیده به مشخصه پسماند Coss مربوط می شود که می تواند از طریق اندازه گیری سیگنال بزرگتر در طول چرخه شارژ/دشارژ Coss مشاهده شود. در نتیجه، این تلفات اغلب به عنوان تلفات پسماند Coss (Eoss,hys) شناخته می‌شوند.

به لطف فناوری پیشرفته SJ شرکت Infineon، سری CoolMOS® PFD7 تلفات هیسترزیس را بیشتر کاهش می‌دهد و در نتیجه به بهبود بیشتر راندمان کمک می‌کند.

نتیجه

بر اساس XDPS2201 دیجیتال، توپولوژی شبه تشدید ZVS می تواند به ZVS و ZCS تحت شرایط ولتاژ ورودی و جریان خروجی مختلف دست یابد. علاوه بر این، می تواند انرژی را از اندوکتانس نشتی ترانسفورماتور بازیابی کند. ماسفت‌های قدرتمند با کارایی بالا در طراحی USB-PD 94 واتی با ابعاد 100 میلی‌متر در 60 میلی‌متر در 40 میلی‌متر به راندمان تا 18 درصد کمک می‌کنند.