Teknologi Zero Tegangan Switching (ZVS) / Zero Current Switching (ZCS), juga dikenal sebagai teknologi soft-switching, dapat meningkatkan efisiensi catu daya soft-switching berdaya rendah hingga 80% hingga 85%. Pada tahun 1970-an, catu daya switching resonansi meletakkan dasar bagi teknologi soft-switching.

 
Pengantar Dasar

Catu daya mode saklar PWM beroperasi dalam mode hard-switching, dimana bentuk gelombang tegangan dan arus tumpang tindih selama proses on/off, sehingga mengakibatkan kerugian switching yang besar. Meskipun pengoperasian frekuensi tinggi dapat mengurangi ukuran dan berat, kerugian peralihan akan meningkat. Oleh karena itu, perlu dipelajari teknologi yang bentuk gelombang tegangan/arusnya tidak tumpang tindih pada saat switching, yang disebut teknologi ZVS/ZCS atau teknologi soft-switching. Efisiensi catu daya soft-switching berdaya rendah dapat ditingkatkan hingga 80% hingga 85%. Catu daya switching resonansi pada tahun 1970an meletakkan dasar bagi teknologi soft-switching. Sejak itu, teknologi soft-switching baru telah muncul, seperti quasi-resonant (pada pertengahan 1980an), ZVS-PWM pergeseran fase jembatan penuh, ZVS-PWM/ZCS-PWM frekuensi konstan (pada akhir 1980an) , penjepit aktif ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (pada awal 1990an), ZV-ZCS-PWM peralihan fase jembatan penuh (pada pertengahan 1990an), dll. Tiongkok telah menerapkan soft- mengalihkan teknologi ke catu daya komunikasi 6kW dengan efisiensi 98%.

 
Penerapan Teknologi

 
Persyaratan utama untuk pengatur uang biasanya adalah ukuran dan efisiensi. Karena area papan sirkuit cetak sangat berharga, tidak ada desainer yang mau mengalokasikan ruang ekstra untuk solusi desain daya. Selain itu, seiring dengan berkembangnya mikrokontroler dan pemroses sinyal digital (DSP), solusi desain papan sirkuit juga terus ditingkatkan. Meskipun tenaga meningkat, ukuran produk tidak dapat bertambah. Oleh karena itu, regulator kepadatan tinggi telah dikembangkan dengan peningkatan integrasi IC terbaru, teknologi MOSFET, dan proses pengemasan. Meski begitu, regulator ini masih belum dapat memenuhi persyaratan penerapan sistem baru, terutama karena kepadatan daya dalam sistem terus meningkat. Alasan utamanya adalah kerugian peralihan menghambat kinerja internal MOSFET regulator. Jika permasalahan kerugian ini tidak diselesaikan secara mendasar, hanya sedikit peningkatan kinerja yang bisa diharapkan.

 
Alasan pemilihan

Penyebab utama kerugian switching adalah: pertama, hard switching. Saat ini, sebagian besar topologi regulator buck non-terisolasi memiliki kerugian peralihan yang tinggi. Alasannya adalah selama periode on/off, MOSFET secara bersamaan menanggung tegangan arus dan tegangan tinggi. Ketika frekuensi switching dan tegangan input meningkat, kerugian-kerugian ini juga meningkat, sehingga membatasi frekuensi operasi maksimum, efisiensi, dan kepadatan daya yang dapat dicapai. Kedua, kerugian penggerak gerbang. Karena muatan Miller pada rangkaian penggerak gerbang memiliki konsumsi daya yang tinggi, kerugian penggerak gerbang pada topologi hard-switching juga tinggi. Ketiga, konduksi dioda tubuh. Ketika MOSFET sisi tinggi dihidupkan dan dimatikan, arus berdenyut tinggi mengalir melalui dioda badan MOSFET sisi rendah. Semakin lama waktu konduksi bodi dioda maka semakin tinggi pula reverse recovery loss dan rugi konduksi bodi dioda. Konduksi dioda badan juga dapat menyebabkan overshoot dan dering yang merusak. Rugi-rugi switching juga membatasi frekuensi switching regulator. Semakin tinggi frekuensi peralihan, semakin lama waktu peralihan MOSFET, dan semakin besar kerugiannya. Jika saklar tidak dapat beralih pada frekuensi tinggi, penggunaan komponen pasif yang lebih kecil (resistor, kapasitor, dan induktor) akan terbatas, sehingga mempengaruhi kepadatan regulator. Banyak desainer elektronik berharap untuk menggunakan ZVS pada titik pemuatan.

Menanggapi masalah ini, Picor telah memperkenalkan platform regulator buck soft-switching berkinerja tinggi, sangat terintegrasi, yang dapat beroperasi pada frekuensi tinggi, sehingga sangat mengurangi kerugian switching dan meningkatkan efisiensi.

I. Latar Belakang Aplikasi ZVS

Peralihan Tegangan Nol (ZVS) mengacu pada saat tabung saklar dimatikan, tegangan pada kedua ujung tabung saklar sudah 0. Dengan cara ini, hilangnya saklar pada tabung saklar dapat diminimalkan. Catu daya resonansi yang biasa kita gunakan, seperti kompor induksi dan catu daya LLC, semuanya merupakan catu daya resonansi. Pengisi daya biasa adalah catu daya dengan saklar keras, yang memiliki kerugian lebih tinggi daripada catu daya resonansi. Oleh karena itu, ZVS dapat mencapai efisiensi yang sangat tinggi. Misalnya, pada kompor induksi, saat kita mengatur daya ke tingkat yang relatif tinggi, panasnya akan terus; ketika daya disetel ke tingkat yang lebih rendah, ia mulai memanas sebentar-sebentar karena tidak dapat mencapai keadaan resonansi. Catu daya hard-switching seperti pengisi daya biasa kami selalu berosilasi terus menerus terlepas dari apakah mereka dimuat atau dibongkar. Namun ZVS memiliki satu kelemahan, yaitu rentang penyesuaiannya yang umumnya sempit.

 
II. Prinsip Pengalihan Tegangan Nol (ZVS)

Gambar 2-1 Diagram Prinsip Sakelar Tegangan Nol (Catu Daya DC)

Gambar 2-2 Bentuk Gelombang Sakelar Tegangan Nol dan Bentuk Gelombangnya pada t2

Ketika daya diterapkan, arus yang mengalir melalui L1 adalah nol. Catu daya menyalakan Q1 dan Q2 melalui R1 dan R2, dan arus melalui L1 meningkat secara bertahap. Karena perbedaan karakteristik antara kedua transistor switching, maka arus yang mengalir ke Q1 dan Q2 akan berbeda. Dengan asumsi bahwa arus yang melalui Q1 lebih besar dari Q2, tegangan gerbang Q1 akan lebih tinggi dari pada Q2. Melalui dioda D1 dan D2, tegangan di titik 'a' akan lebih rendah dibandingkan di titik 'c', sehingga menghasilkan tegangan induksi dengan 'b' positif dan 'a' negatif. Hal ini membentuk umpan balik positif melalui T1, menyebabkan Q1 menyala dan Q2 mati, menyelesaikan proses start-up.

(Interval waktu t0~t1) Selama keadaan tunak ketika Q1 berjalan, arus periode sebelumnya yang melalui T1 adalah dari 'a' ke 'c', dan tegangan pada C1 adalah nol. Karena arus tidak dapat berubah secara tiba-tiba, arus yang melalui T1 mengisi C1, secara bertahap menghasilkan tegangan pada C1 dengan 'a' negatif dan 'c' positif, membentuk bentuk gelombang sinusoidal yang semakin besar. Pada saat ini, tegangan 'a' ditarik ke bawah menjadi 0V sebesar Q1, menyebabkan tegangan pada titik 'c' meningkat secara sinusoidal. Tegangan gerbang Q1 dijepit oleh dioda referensi tegangan D3, menjaga agar Q1 tetap berjalan secara clock.

 
Gambar 2-3 (t0~t1) Q1 Melakukan, T1 Mengisi C1

3. (Interval waktu t1~t2) C1 mulai mengalir melalui T1 dari titik 'c' ke titik 'a', menyebabkan tegangan pada C1, yaitu tegangan pada titik 'c', menurun secara sinusoidal. Pada saat yang sama, arus yang melalui T1 meningkat secara sinusoidal dari titik 'c' ke titik 'a'.

Gambar 2-4 (t1~t2) Pelepasan belitan C1 ke T1, ketika tegangan pada C1 sekitar 0, Q1 mati dan Q2 hidup.

4. (Interval waktu t2) Ketika C1 hampir habis, tegangan pada titik 'c' turun menjadi sekitar tegangan ambang transistor MOS, yang menyebabkan Q1 memasuki wilayah amplifikasi melalui D2. Pada saat ini, arus pelepasan C1 melalui belitan T1 dari titik 'c' ke titik 'a' mencapai nilai maksimumnya. Secara bersamaan, saat Q1 memasuki wilayah amplifikasi, tegangan pada titik 'a' berangsur-angsur naik, dan Q2 juga memasuki wilayah amplifikasi melalui D1.

5. (Interval waktu t2) C1 habis sepenuhnya, dan arus yang melalui belitan T1 dari titik 'c' ke titik 'a' mencapai nilai maksimumnya. Ia mulai mengisi C1, menghasilkan tegangan pada C1 dengan 'a' positif dan 'c' negatif, sedangkan tegangan pada C1 meningkat secara sinusoidal. Pada saat ini, kedua transistor MOS secara bersamaan memasuki wilayah amplifikasi.

6. (Gambar kanan) Karena pengisian C1 secara terus menerus oleh T1, tegangan pada C1 adalah positif di titik 'a' dan negatif di titik 'c'. Melalui dua dioda, tegangan gerbang Q2 meningkat, dan tegangan gerbang Q1 secara bertahap menurun, membentuk umpan balik positif. Akibatnya Q2 menyala dan Q1 mati.

7. Proses konduksi Q2 mirip dengan Q1.

8. Nilai induktansi L1 lebih besar dari pada T1, dan arus yang melalui L1 relatif konstan sepanjang seluruh siklus osilasi. Selama proses osilasi, L1 terus menerus mengisi kembali energi ke osilator LC.

AKU AKU AKU. Perhitungan Pengalihan Tegangan Nol (ZVS).

1. Perhitungan Amplitudo Bentuk Gelombang

Dari grafik bentuk gelombang terlihat bahwa bentuk gelombang di titik 'b' L1 merupakan nilai absolut gelombang sinus (yaitu tegangan yang turun hingga Vbm di bawahnya). Dengan menggunakan kondisi tunak dimana integral tegangan pada induktor adalah nol dan integral arus pada kapasitor adalah nol, amplitudo tegangan pada titik 'b' dapat dihitung.

Dengan asumsi tegangan pada titik 'b' adalah , dan tegangan catu daya adalah Vcc,

Maka tegangan pada kedua ujung L1 adalah karena itu ,

Mengintegrasikan tegangan di kedua ujung L1...dihitung sebagai,

Dari grafik bentuk gelombang terlihat bahwa tegangan di titik 'b' adalah setengah dari tegangan antara titik 'a' dan 'c'. Oleh karena itu, tegangan pada ujung 'a' dan 'c', yang juga merupakan tegangan pada C1, adalah...karena itu, .

2. Perhitungan Arus Induktor

Setelah kita mengetahui tegangan yang melintasi kapasitor C1, adalah , kita dapat menghitung arus puncak maksimum pada induktor menggunakan rumus energi yang disimpan dalam kapasitor dan energi yang disimpan dalam induktor. Arus puncak maksimum pada induktor diberikan dengan rumus: , dimana L adalah nilai induktansi antara titik 'a' dan 'c'.

Seperti yang bisa kita lihat, dengan nilai kapasitansi (C) yang lebih besar dan nilai induktansi (L) yang lebih kecil, arus yang melalui induktor meningkat. Hal ini menghasilkan medan magnet yang lebih kuat dan menyebabkan pemanasan induksi elektromagnetik. Namun, ketika arus yang melalui induktor menjadi terlalu besar, kita perlu mempertimbangkan kerugian resistansinya. Selain itu, arus maksimum yang mengalir melalui kapasitor sama dengan arus maksimum yang melalui induktor. Oleh karena itu, ketika memilih kapasitor resonansi, kita perlu memperhitungkan nilai arus maksimumnya.

3. Perhitungan Frekuensi Resonansi

Karena ini adalah resonansi paralel LC, frekuensi resonansi dapat dihitung sebagai

4. Perhitungan Arus Puncak AC pada Induktor L1

Ketika nilai induktansi L1 relatif besar, arus yang mengalir melaluinya sebagian besar adalah DC, mengkompensasi energi yang hilang dalam osilasi. Karena amplitudo di titik 'b' diketahui, kita dapat menghitung arus puncak AC di L1 selama satu siklus osilasi (arus puncak sebenarnya adalah jumlah arus DC dan arus puncak AC).

Tegangan di titik 'b', Vb, sama dengan Vcc selama jangka waktu tertentu, t:

Oleh karena itu, dengan mengintegrasikan tegangan,, kita dapat menghitung arus puncak yang mengalir melalui L1. L1 yang kecil akan menghasilkan arus puncak yang besar, sehingga menyebabkan kerugian yang tidak perlu.

Solusi PD (Pengiriman Daya) 100W menggunakan topologi peralihan tegangan nol (ZVS).

Meningkatnya permintaan akan kapasitas baterai yang lebih besar dan waktu pengisian yang lebih singkat telah meningkatkan kebutuhan akan daya pengisi daya. Mencapai daya tinggi dalam faktor bentuk kecil menghadirkan tantangan yang signifikan, yang mengarah pada berbagai solusi inovatif termasuk topologi ZVS, sakelar berperforma tinggi, metode pengemasan inovatif, dan penggunaan material celah pita lebar untuk memenuhi persyaratan desain.

Tujuannya adalah untuk mencapai efisiensi 94% dan kepadatan daya 23W/in3 dengan memanfaatkan sakelar daya dan struktur topologi baru.

Untuk mencapai kepadatan daya yang lebih tinggi, penting untuk memilih struktur topologi, spesifikasi, dimensi, dan teknik kontrol tingkat lanjut yang sesuai. Di pasar pengisi daya seluler berdaya tinggi saat ini, terdapat beberapa solusi yang tersedia untuk pengisi daya USB-PD berdaya tinggi, termasuk PFC+QR dan PFC+LLC. Namun, solusi ini memiliki keterbatasan tertentu, seperti ketidakmampuan QR untuk mencapai soft-switching dan kesulitan menggunakan topologi LLC untuk desain tegangan keluaran variabel.

Menanggapi tantangan ini, Infineon telah memperkenalkan topologi flyback hybrid setengah jembatan asimetris yang baru (seperti yang ditunjukkan pada Gambar 1). Kapasitor setengah jembatan dan seri secara kolektif menggerakkan trafo flyback konvensional. Induktansi primer utama transformator flyback dan kapasitor seri membentuk rangkaian resonansi, yang memungkinkan karakteristik ZVS dari sakelar setengah jembatan dan menyediakan transfer daya resonansi selama fase demagnetisasi konvensional transformator flyback. Selama pengoperasian normal, siklus pengisian daya dan daya terkait dikontrol oleh arus DC puncak, sedangkan fase demagnetisasi dikontrol berdasarkan waktu untuk memastikan pra-magnetisasi negatif yang tepat, sehingga memenuhi kondisi ZVS yang diperlukan untuk sakelar setengah jembatan.

Gambar 1: Diagram skema sederhana dari topologi flyback setengah jembatan asimetris.

Rangkaian daya di sisi primer diimplementasikan melalui rangkaian resonansi LC, yang digerakkan oleh setengah jembatan yang mirip dengan konverter LLC. Induktor resonansi Lr adalah induktor seri yang dapat berupa induktansi kebocoran transformator atau induktansi kebocoran yang digabungkan dengan induktor eksternal. Lm mewakili induktansi utama transformator. Efek konversi yang sama juga dapat dicapai dengan menghubungkan kapasitor resonansi Cr dan kumparan primer transformator antara simpul positif dan titik tengah setengah jembatan. Ketika saklar sisi tinggi HS bekerja, energi akan disimpan dalam Cr dan Lm, dan energi yang disimpan di setiap komponen akan bervariasi sesuai dengan tegangan input dan frekuensi switching (seperti yang ditunjukkan pada Gambar 2).

Ketika sakelar sisi tinggi HS dimatikan, arus dalam transformator akan memaksa titik tengah VHB setengah jembatan turun hingga dioda badan sakelar sisi rendah menjepit tegangan. Kemudian, saklar sisi rendah menyala pada tegangan nol sementara fasa transformator berbalik, dan energi ditransfer ke sisi sekunder. Ketika sakelar sisi rendah dimatikan, arus negatif yang diinduksi pada transformator pada tahap sebelumnya akan memaksa tegangan di titik tengah setengah jembatan VHB naik hingga tegangan penjepit dioda badan sakelar sisi tinggi HS, serupa ke tahap sebelumnya. Pada kondisi ZVS, HS dihidupkan sedangkan LS dimatikan, namun arus pada rangkaian resonansi trafo masih negatif yang berarti kelebihan energi pada rangkaian resonansi akan dikembalikan ke ujung masukan.

Mengapa memilih topologi flyback hybrid?

Dibandingkan dengan topologi flyback lainnya, trafo flyback hybrid perlu menyimpan lebih sedikit energi, sehingga membantu mengurangi ukuran pengisi daya.

Flyback hibrida dapat mencapai ZVS lengkap di sisi primer dan menyelesaikan ZCS di sisi sekunder, dan energi bocor juga dapat dipulihkan, sehingga meningkatkan efisiensi.

Seperti yang ditunjukkan dalam rumus berikut, tegangan keluaran bervariasi menurut siklus kerja. Untuk flyback hybrid, jauh lebih mudah untuk mencapai keluaran rentang tegangan lebar, mengatasi keterbatasan topologi LLC dalam aplikasi keluaran tegangan lebar.

Vout: Tegangan keluaran

D: Siklus tugas

Vin: Tegangan masukan

Lm: Induktansi transformator

N: Rasio putaran transformator

Lr: Induktansi kebocoran transformator

Desain referensi USB-PD 100W Infineon

Solusi lengkapnya ditunjukkan pada Gambar 3. Tahap PFC menggunakan mode konduksi kritis IRS2505 dan paket ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS™, sedangkan tahap DC-DC menggunakan pengontrol PWM digital XDPS2201 dan IPLK60R360PFD7. Pada saat yang sama, BSC028N06NS digunakan sebagai sakelar rektifikasi sinkron (yang dapat diganti dengan ISZ0702NLS tegangan rendah yang dirancang khusus untuk rektifikasi sinkron pengisi daya di masa mendatang untuk lebih meningkatkan efektivitas biaya). Pengontrol protokolnya adalah CYPD3174, dan MOS kanal-p BSZ086N03NS3 digunakan sebagai sakelar pengaman keluaran.

Melalui konfigurasi ini, efisiensi puncak dapat mencapai 94%, dan konsumsi daya siaga kurang dari 60mW.

Efisiensi Tertinggi:

Memilih MOSFET tegangan tinggi yang tepat sangatlah penting

Teknologi soft-switching memungkinkan perangkat beroperasi di bawah Zero Tegangan Switching (ZVS), dimana MOSFET hanya menyala setelah tegangan sumber pembuangannya mencapai 0V (atau mendekati 0V). Strategi ini menghilangkan kerugian konduksi, yang biasanya merupakan kontributor utama terhadap total kerugian saklar. Sayangnya, karena sifat "non-zero-loss" dari kapasitor keluaran, semua MOSFET SJ tegangan tinggi mengalami kerugian tambahan yang dikenal sebagai kehilangan energi selama pengisian dan pengosongan kapasitansi keluaran MOSFET (Coss). Oleh karena itu, meskipun beroperasi dalam kondisi ZVS, tidak mungkin memulihkan semua energi yang tersimpan dalam kapasitor keluaran (Eoss). Fenomena ini terkait dengan karakteristik histeresis Coss, yang dapat diamati melalui pengukuran sinyal yang lebih besar selama siklus pengisian/pengosongan Coss. Akibatnya, kerugian ini sering disebut sebagai kerugian histeresis Coss (Eoss,hys).

Berkat teknologi SJ canggih Infineon, seri CoolMOS™ PFD7 semakin mengurangi kerugian histeresis, sehingga membantu meningkatkan efisiensi lebih jauh lagi.

Kesimpulan

Berdasarkan XDPS2201 digital, topologi kuasi-resonansi ZVS dapat mencapai ZVS dan ZCS dalam kondisi tegangan masukan dan arus keluaran yang berbeda. Selain itu, juga dapat memulihkan energi dari induktansi kebocoran transformator. MOSFET daya berkinerja tinggi berkontribusi mencapai efisiensi hingga 94% dalam desain USB-PD 100W dengan dimensi 60mm x 40mm x 18mm.