La technologie de commutation à tension nulle (ZVS) / commutation à courant zéro (ZCS), également connue sous le nom de technologie de commutation douce, peut améliorer l'efficacité des alimentations à commutation douce de faible consommation jusqu'à 80 % à 85 %. Dans les années 1970, les alimentations à découpage résonantes ont jeté les bases de la technologie de commutation douce.

 
Introduction de base

Les alimentations à découpage PWM fonctionnent dans un mode de commutation dure, dans lequel les formes d'onde de tension et de courant se chevauchent pendant le processus marche/arrêt, ce qui entraîne d'importantes pertes de commutation. Bien que le fonctionnement à haute fréquence puisse réduire la taille et le poids, les pertes de commutation sont augmentées. Par conséquent, il est nécessaire d’étudier les technologies dans lesquelles les formes d’onde tension/courant ne se chevauchent pas lors de la commutation, ce que l’on appelle la technologie ZVS/ZCS ou technologie de commutation douce. L'efficacité des alimentations à commutation logicielle de faible consommation peut être améliorée de 80 à 85 %. Les alimentations à découpage résonantes des années 1970 ont jeté les bases de la technologie de commutation logicielle. Depuis lors, de nouvelles technologies de commutation douce ont émergé, telles que le ZVS-PWM quasi-résonant (au milieu des années 1980), le ZVS-PWM déphasé en pont complet, le ZVS-PWM/ZCS-PWM à fréquence constante (à la fin des années 1980) , pince active ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (au début des années 1990), ZV-ZCS-PWM déphasé en pont complet (au milieu des années 1990), etc. La Chine a déjà appliqué les dernières technologies logicielles. technologie de commutation vers des alimentations de communication de 6 kW avec un rendement de 98 %.

 
Application de la technologie

 
Les principales exigences d'un régulateur abaisseur de tension sont généralement la taille et le rendement. L'espace disponible sur les circuits imprimés étant précieux, aucun concepteur ne souhaite allouer d'espace supplémentaire à la conception de l'alimentation. De plus, l'évolution constante des microcontrôleurs et des processeurs de signaux numériques (DSP) s'accompagne d'une amélioration constante des solutions de conception de circuits imprimés. Malgré l'augmentation de la puissance, la taille des produits ne peut pas augmenter. C'est pourquoi des régulateurs haute densité ont été développés grâce à l'amélioration des dernières technologies d'intégration des circuits intégrés, des MOSFET et des processus de conditionnement. Malgré cela, ces régulateurs ne peuvent toujours pas répondre aux exigences des applications des nouveaux systèmes, d'autant plus que la densité de puissance au sein du système ne cesse d'augmenter. La principale raison est que les pertes de commutation nuisent aux performances internes du MOSFET du régulateur. Si ces problèmes de pertes ne sont pas résolus fondamentalement, seules des améliorations mineures des performances sont envisageables.

 
Raisons de la sélection

Les principales causes de pertes de commutation sont : premièrement, la commutation difficile. Actuellement, la plupart des topologies de régulateurs abaisseurs non isolés présentent des pertes de commutation élevées. En effet, pendant la période de marche/arrêt, le MOSFET subit simultanément des contraintes de courant et de tension élevées. Lorsque la fréquence de commutation et la tension d'entrée augmentent, ces pertes augmentent également, limitant la fréquence de fonctionnement maximale, le rendement et la densité de puissance atteignables. Deuxièmement, les pertes de commande de grille. La charge Miller du circuit de commande de grille consommant beaucoup d'énergie, les pertes de commande de grille de la topologie à commutation difficile sont également élevées. Troisièmement, la conduction de la diode de corps. Lorsque le MOSFET côté haut est activé et désactivé, un courant pulsé élevé traverse la diode de corps du MOSFET côté bas. Plus le temps de conduction de la diode de corps est long, plus les pertes de recouvrement inverse et les pertes de conduction de la diode de corps sont élevées. La conduction de la diode de corps peut également provoquer des dépassements destructeurs et des oscillations. Les pertes de commutation limitent également la fréquence de commutation du régulateur. Plus la fréquence de commutation est élevée, plus le temps de commutation du MOSFET est long et plus les pertes sont importantes. Si le commutateur ne peut pas commuter à haute fréquence, l'utilisation de composants passifs plus petits (résistances, condensateurs et inductances) sera limitée, ce qui affectera la densité du régulateur. De nombreux concepteurs électroniques espèrent utiliser le ZVS au point de charge.

En réponse à ces problèmes, Picor a introduit une plate-forme de régulateur abaisseur à commutation douce, hautes performances et hautement intégrée, capable de fonctionner à hautes fréquences, réduisant considérablement les pertes de commutation et améliorant l'efficacité.

I. Contexte de la candidature au ZVS

La commutation à tension nulle (ZVS) fait référence au fait que lorsque le tube de commutation est éteint, la tension aux deux extrémités du tube de commutation est déjà de 0. De cette façon, la perte de commutation du tube de commutation peut être minimisée. Les alimentations résonantes que nous utilisons habituellement, telles que les cuisinières à induction et les alimentations LLC, sont toutes des alimentations résonantes. Les chargeurs ordinaires sont des alimentations à commutation dure, qui présentent des pertes plus élevées que ces alimentations résonantes. Le ZVS peut donc atteindre un rendement très élevé. Par exemple, dans une cuisinière à induction, lorsque l’on règle la puissance à un niveau relativement élevé, elle continuera à chauffer ; lorsque la puissance est ajustée à un niveau inférieur, elle commence à chauffer par intermittence car elle ne peut pas atteindre l'état de résonance. Les alimentations à commutation dure comme nos chargeurs ordinaires oscillent toujours en continu, qu'elles soient chargées ou déchargées. Cependant, le ZVS présente un inconvénient : sa plage de réglage est généralement étroite.

 
II. Principes de commutation à tension nulle (ZVS)

Figure 2-1 Schéma de principe de commutation à tension nulle (alimentation CC)

Figure 2-2 Forme d'onde de commutation à tension nulle et sa forme d'onde à t2

À la mise sous tension, le courant traversant L1 est nul. L'alimentation active Q1 et Q2 via R1 et R2, et le courant traversant L1 augmente progressivement. En raison des différences de caractéristiques entre les deux transistors de commutation, le courant traversant Q1 et Q2 sera différent. Si le courant traversant Q1 est supérieur à celui de Q2, la tension de grille de Q1 sera supérieure à celle de Q2. Via les diodes D1 et D2, la tension au point « a » sera inférieure à celle au point « c », ce qui produira une tension induite avec « b » positif et « a » négatif. Ceci crée une rétroaction positive via T1, provoquant la conduction de Q1 et la désactivation de Q2, achevant ainsi le processus de démarrage.

(Intervalle de temps t0~t1) En régime permanent, lorsque Q1 est conducteur, le courant traversant T1 lors de la période précédente allait de « a » à « c », et la tension aux bornes de C1 était nulle. Comme le courant ne peut pas varier brusquement, le courant traversant T1 charge C1, ce qui produit progressivement une tension aux bornes de C1 avec « a » négatif et « c » positif, formant une onde sinusoïdale croissante. À ce moment, la tension « a » est ramenée à 0 V par Q1, ce qui entraîne une augmentation sinusoïdale de la tension au point « c ». La tension de grille de Q1 est bloquée par la diode de référence de tension D3, maintenant Q1 conducteur de manière cadencée.

 
Figure 2-3 (t0 ~ t1) Q1 conducteur, T1 charge C1

3. (Intervalle de temps t1 ~ t2) C1 commence à se décharger à travers T1 du point « c » au point « a », provoquant une diminution sinusoïdale de la tension aux bornes de C1, c'est-à-dire la tension au point « c ». Dans le même temps, le courant traversant T1 augmente de manière sinusoïdale du point « c » au point « a ».

Figure 2-4 (t1 ~ t2) Décharge de l'enroulement C1 à T1, lorsque la tension aux bornes de C1 est d'environ 0, Q1 s'éteint et Q2 s'allume.

4. (Intervalle de temps t2) Lorsque C1 est presque déchargé, la tension au point « c » chute autour de la tension de seuil du transistor MOS, ce qui fait entrer Q1 dans la région d'amplification via D2. A ce moment, le courant de décharge de C1 à travers l'enroulement T1 du point « c » au point « a » atteint sa valeur maximale. Simultanément, à mesure que Q1 entre dans la région d'amplification, la tension au point « a » augmente progressivement et Q2 entre également dans la région d'amplification via D1.

5. (Intervalle de temps t2) C1 est complètement déchargé et le courant traversant l'enroulement T1 du point « c » au point « a » atteint sa valeur maximale. Il commence à charger C1, ce qui entraîne une tension aux bornes de C1 avec « a » positif et « c » négatif, tandis que la tension aux bornes de C1 augmente de manière sinusoïdale. A ce moment, les deux transistors MOS entrent simultanément dans la région d'amplification.

6. (Figure de droite) En raison de la charge continue de C1 par T1, la tension aux bornes de C1 est positive au point « a » et négative au point « c ». Grâce aux deux diodes, la tension de grille de Q2 augmente et celle de Q1 diminue progressivement, formant une rétroaction positive. Par conséquent, Q2 s'allume et Q1 s'éteint.

7. Le processus de conduction du Q2 est similaire à celui du Q1.

8. La valeur d'inductance de L1 est supérieure à celle de T1 et le courant traversant L1 reste relativement constant tout au long du cycle d'oscillation. Pendant le processus d'oscillation, L1 reconstitue continuellement l'énergie de l'oscillateur LC.

III. Calcul de commutation à tension nulle (ZVS)

1. Calcul de l'amplitude de la forme d'onde

À partir du graphique de forme d'onde, on peut voir que la forme d'onde au point « b » de L1 est la valeur absolue d'une onde sinusoïdale (c'est-à-dire la tension qui descend jusqu'à Vbm en dessous). En utilisant la condition d'état stable où l'intégrale de tension aux bornes de l'inductance est nulle et l'intégrale du courant aux bornes du condensateur est nulle, l'amplitude de la tension au point « b » peut être calculée.

En supposant que la tension au point « b » est , et la tension de l'alimentation est Vcc,

Alors la tension aux deux extrémités de L1 est donc ,

Intégration de la tension aux deux extrémités de L1...calculé comme,

À partir du graphique de forme d'onde, on peut observer que la tension au point « b » est la moitié de la tension entre les points « a » et « c ». Par conséquent, la tension aux extrémités « a » et « c », qui est également la tension aux bornes de C1, est...donc, .

2. Calcul du courant d'inductance

Une fois que l’on connaît la tension aux bornes du condensateur C1, est , nous pouvons calculer le courant de crête maximum dans l'inducteur en utilisant les formules pour l'énergie stockée dans un condensateur et l'énergie stockée dans un inducteur. Le courant de crête maximum dans l'inducteur est donné par la formule : , où L est la valeur d'inductance entre les points « a » et « c ».

Comme nous pouvons le voir, avec une valeur de capacité (C) plus grande et une valeur d’inductance (L) plus petite, le courant traversant l’inducteur augmente. Cela entraîne un champ magnétique plus fort et conduit à un chauffage par induction électromagnétique. Cependant, lorsque le courant traversant l’inducteur devient trop important, nous devons prendre en compte les pertes de résistance. De plus, le courant maximum circulant dans le condensateur est égal au courant maximum traversant l’inductance. Par conséquent, lors de la sélection du condensateur résonant, nous devons prendre en compte son intensité nominale maximale.

3. Calcul de la fréquence de résonance

Puisqu’il s’agit d’une résonance parallèle LC, la fréquence de résonance peut être calculée comme suit :

4. Calcul du courant de crête AC sur l'inducteur L1

Lorsque la valeur d'inductance de L1 est relativement grande, le courant qui le traverse est principalement du courant continu, compensant l'énergie perdue lors de l'oscillation. Puisque l'amplitude au point «b» est connue, nous pouvons calculer le courant alternatif de crête dans L1 pendant un cycle d'oscillation (le courant de crête réel est la somme du courant continu et du courant alternatif de crête).

La tension au point « b », Vb, est égale à Vcc pendant une durée t :

Donc, en intégrant la tension,, nous pouvons calculer le courant de crête circulant à travers L1. Un petit L1 entraînera un courant de crête important, entraînant des pertes inutiles.

Une solution PD (Power Delivery) de 100 W utilisant la topologie de commutation sans tension (ZVS).

La demande croissante d’une plus grande capacité de batterie et d’un temps de charge plus court a augmenté les exigences en matière de puissance de chargeur. Atteindre une puissance élevée dans un format compact constitue un défi de taille, qui conduit à diverses solutions innovantes, notamment la topologie ZVS, des commutateurs hautes performances, des méthodes de conditionnement innovantes et l'utilisation de matériaux à large bande interdite pour répondre aux exigences de conception.

L'objectif est d'atteindre un rendement de 94 % et une densité de puissance de 23 W/po3 en utilisant des commutateurs de puissance et de nouvelles structures topologiques.

Pour obtenir une densité de puissance plus élevée, il est nécessaire de sélectionner la structure topologique, les spécifications, les dimensions et les techniques de contrôle avancées appropriées. Sur le marché actuel des chargeurs mobiles haute puissance, il existe plusieurs solutions disponibles pour les chargeurs USB-PD haute puissance, notamment PFC+QR et PFC+LLC. Cependant, ces solutions présentent certaines limites, telles que l'incapacité de QR à réaliser une commutation logicielle et la difficulté d'utiliser la topologie LLC pour la conception de tension de sortie variable.

En réponse à ces défis, Infineon a introduit une nouvelle topologie flyback hybride asymétrique en demi-pont (comme le montre la figure 1). Le demi-pont et le condensateur série pilotent collectivement le transformateur flyback conventionnel. L'inductance primaire principale du transformateur flyback et le condensateur série forment un circuit résonant, qui permet les caractéristiques ZVS des commutateurs en demi-pont et assure un transfert de puissance résonant pendant la phase de démagnétisation conventionnelle du transformateur flyback. Pendant le fonctionnement normal, le cycle de charge et la puissance associée sont contrôlés par le courant continu de crête, tandis que la phase de démagnétisation est contrôlée par une synchronisation pour garantir une pré-magnétisation négative appropriée, répondant ainsi aux conditions ZVS requises pour les commutateurs en demi-pont.

Figure 1 : Schéma simplifié de la topologie flyback asymétrique en demi-pont.

Le circuit de puissance côté primaire est mis en œuvre via un circuit résonant LC, qui est piloté par un demi-pont similaire à un convertisseur LLC. L'inductance résonante Lr est une inductance série qui peut être soit l'inductance de fuite du transformateur, soit l'inductance de fuite combinée à une inductance externe. Lm représente l'inductance principale du transformateur. Le même effet de conversion peut également être obtenu en connectant le condensateur résonant Cr et la bobine primaire du transformateur entre le nœud positif et le point médian du demi-pont. Lorsque le commutateur côté haut HS est conducteur, l'énergie sera stockée dans Cr et Lm, et l'énergie stockée dans chaque composant variera en fonction de la tension d'entrée et de la fréquence de commutation (comme le montre la figure 2).

Lorsque l'interrupteur côté haut HS est désactivé, le courant dans le transformateur force le point milieu du demi-pont VHB à chuter jusqu'à ce que la diode de l'interrupteur côté bas bloque la tension. Ensuite, l'interrupteur côté bas devient passant à tension nulle tandis que la phase du transformateur s'inverse, et l'énergie est transférée au secondaire. Lorsque l'interrupteur côté bas est désactivé, le courant négatif induit dans le transformateur à l'étage précédent force la tension au point milieu du demi-pont VHB à augmenter jusqu'à ce que la diode de l'interrupteur côté haut HS bloque la tension, comme à l'étage précédent. En conditions ZVS, HS est activé tandis que LS est désactivé, mais le courant dans le circuit résonant du transformateur reste négatif, ce qui signifie que l'énergie excédentaire du circuit résonant est renvoyée à l'entrée.

Pourquoi choisir la topologie hybride flyback ?

Comparé à d’autres topologies flyback, le transformateur flyback hybride doit stocker moins d’énergie, ce qui contribue à réduire la taille du chargeur.

Le flyback hybride peut atteindre un ZVS complet du côté primaire et un ZCS complet du côté secondaire, et l'énergie de fuite peut également être récupérée, améliorant ainsi l'efficacité.

Comme le montre la formule suivante, la tension de sortie varie en fonction du rapport cyclique. Pour le flyback hybride, il est beaucoup plus facile d'obtenir une large plage de tension de sortie, surmontant ainsi les limites de la topologie LLC dans les applications de sortie à large tension.

Vout : tension de sortie

D : cycle de service

Vin : tension d'entrée

Lm : Inductance du transformateur

N : rapport de transformation du transformateur

Lr : Inductance de fuite du transformateur

Conception de référence USB-PD 100 W d'Infineon

La solution complète est présentée à la figure 3. L'étage PFC utilise l'IRS2505 à mode de conduction critique et le boîtier ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS?, tandis que l'étage DC-DC utilise le contrôleur PWM numérique XDPS2201 et l'IPLK60R360PFD7. Parallèlement, le BSC028N06NS sert de commutateur de redressement synchrone (qui pourra être remplacé ultérieurement par le ISZ0702NLS basse tension, spécialement conçu pour le redressement synchrone du chargeur, afin d'améliorer encore la rentabilité). Le contrôleur de protocole est le CYPD3174, et le MOS canal P BSZ086N03NS3 sert de commutateur de sécurité de sortie.

Grâce à cette configuration, l'efficacité maximale peut atteindre 94 % et la consommation électrique en veille est inférieure à 60 mW.

Efficacité la plus élevée :

Choisir le bon MOSFET haute tension est crucial

La technologie de commutation douce permet au dispositif de fonctionner en commutation à zéro de tension (ZVS), où le MOSFET ne devient passant que lorsque sa tension drain-source atteint 0 V (ou proche de 0 V). Cette stratégie élimine les pertes par conduction, qui sont généralement les principales causes des pertes totales de commutation. Malheureusement, en raison de la nature « à pertes non nulles » du condensateur de sortie, tous les MOSFET SJ haute tension subissent une perte supplémentaire, appelée perte d'énergie, lors de la charge et de la décharge de la capacité de sortie du MOSFET (Coss). Par conséquent, même en fonctionnement en conditions ZVS, il n'est pas possible de récupérer toute l'énergie stockée dans le condensateur de sortie (Eoss). Ce phénomène est lié à l'hystérésis caractéristique de Coss, observable par des mesures de signaux plus importants pendant le cycle de charge/décharge de Coss. De ce fait, ces pertes sont souvent appelées pertes par hystérésis de Coss (Eoss,hys).

Grâce à la technologie SJ avancée d'Infineon, la série CoolMOS® PFD7 réduit encore les pertes par hystérésis, contribuant ainsi à améliorer encore davantage l'efficacité.

Conclusion

Basée sur le XDPS2201 numérique, la topologie quasi-résonante ZVS permet d'obtenir des valeurs ZVS et ZCS sous différentes conditions de tension d'entrée et de courant de sortie. De plus, elle permet de récupérer l'énergie de l'inductance de fuite du transformateur. Les MOSFET de puissance hautes performances contribuent à un rendement allant jusqu'à 94 % dans la conception USB-PD 100 W, avec des dimensions de 60 mm x 40 mm x 18 mm.