Yumuşak anahtarlama teknolojisi olarak da bilinen Sıfır Gerilim Anahtarlama (ZVS) / Sıfır Akım Anahtarlama (ZCS) teknolojisi, düşük güçlü yumuşak anahtarlamalı güç kaynaklarının verimliliğini %80 ila %85'e kadar artırabilir. 1970'lerde rezonans anahtarlamalı güç kaynakları yumuşak anahtarlama teknolojisinin temelini attı.

 
Temel Giriş

PWM anahtarlamalı güç kaynakları, açma/kapama işlemi sırasında gerilim ve akım dalga biçimlerinin örtüştüğü, büyük anahtarlama kayıplarına neden olan sert anahtarlama modunda çalışır. Yüksek frekanslı çalışma boyutu ve ağırlığı azaltabilse de anahtarlama kayıpları artar. Bu nedenle ZVS/ZCS teknolojisi veya yumuşak anahtarlama teknolojisi olarak adlandırılan, anahtarlama sırasında gerilim/akım dalga biçimlerinin örtüşmediği teknolojilerin araştırılması gerekmektedir. Düşük güçlü yumuşak anahtarlamalı güç kaynaklarının verimliliği %80 ila %85'e kadar artırılabilir. 1970'lerde rezonans anahtarlamalı güç kaynakları, yumuşak anahtarlama teknolojisinin temelini attı. O zamandan bu yana, yarı rezonans (1980'lerin ortasında), tam köprü faz kaydırmalı ZVS-PWM, sabit frekanslı ZVS-PWM/ZCS-PWM (1980'lerin sonlarında) gibi yeni yumuşak anahtarlama teknolojileri ortaya çıktı. , ZVS-PWM aktif kelepçe, ZVT-PWM/ZCT-PWM (1990'ların başında), tam köprü faz kaydırmalı ZV-ZCS-PWM (1990'ların ortasında), vb. Çin zaten en son yazılımı uyguladı. Teknolojiyi %6 verimlilikle 98kW iletişim güç kaynaklarına geçirme.

 
Teknolojinin Uygulanması

 
Bir kova regülatörünün temel gereksinimleri genellikle boyut ve verimliliktir. Baskılı devre kartı alanı değerli olduğundan hiçbir tasarımcı güç tasarımı çözümüne ekstra alan ayırmak istemez. Ayrıca mikro denetleyiciler ve dijital sinyal işlemcileri (DSP'ler) gelişmeye devam ettikçe devre kartı tasarım çözümleri de gelişmeye devam ediyor. Güç artmasına rağmen ürün boyutu artamıyor. Bu nedenle, en son IC entegrasyonu, MOSFET teknolojisi ve paketleme süreçlerinin iyileştirilmesiyle yüksek yoğunluklu regülatörler geliştirilmiştir. Öyle olsa bile, özellikle sistem içindeki güç yoğunluğunun artmaya devam etmesi nedeniyle bu regülatörler yeni sistemlerin uygulama gereksinimlerini hala karşılayamamaktadır. Bunun ana nedeni, anahtarlama kayıplarının regülatörün MOSFET'inin dahili performansını engellemesidir. Bu kayıp sorunları temelden çözülmezse, yalnızca küçük performans iyileştirmeleri beklenebilir.

 
Seçim nedenleri

Anahtarlama kayıplarının ana nedenleri şunlardır: Birincisi, zor anahtarlama. Şu anda, izole edilmemiş Buck regülatör topolojilerinin çoğu yüksek anahtarlama kayıplarına sahiptir. Bunun nedeni, açma/kapama süresi boyunca MOSFET'in aynı anda yüksek akım ve yüksek gerilim stresine maruz kalmasıdır. Anahtarlama frekansı ve giriş voltajı arttığında bu kayıplar da artar ve elde edilebilecek maksimum çalışma frekansını, verimliliği ve güç yoğunluğunu sınırlandırır. İkincisi, geçit sürücüsü kayıpları. Geçit sürücü devresindeki Miller yükünün güç tüketimi yüksek olduğundan, sert anahtarlamalı topolojinin geçit sürücüsü kayıpları da yüksektir. Üçüncüsü, vücut diyot iletimi. Yüksek taraftaki MOSFET açılıp kapatıldığında, düşük taraftaki MOSFET'in gövde diyotundan yüksek titreşimli akım akar. Vücut diyotunun iletim süresi ne kadar uzun olursa, ters iyileşme kaybı ve vücut diyotunun iletim kaybı da o kadar yüksek olur. Vücut diyot iletimi aynı zamanda yıkıcı aşmaya ve çınlamaya da neden olabilir. Anahtarlama kayıpları aynı zamanda regülatörün anahtarlama frekansını da sınırlar. Anahtarlama frekansı ne kadar yüksek olursa, MOSFET'in anahtarlama süresi o kadar uzun olur ve kayıplar da o kadar büyük olur. Anahtar yüksek frekansta anahtarlanamazsa daha küçük pasif bileşenlerin (dirençler, kapasitörler ve indüktörler) kullanımı sınırlanacak ve bu da regülatör yoğunluğunu etkileyecektir. Birçok elektronik tasarımcısı yükleme noktasında ZVS'yi kullanmayı umuyor.

Bu sorunlara yanıt olarak Picor, yüksek frekanslarda çalışabilen, anahtarlama kayıplarını büyük ölçüde azaltan ve verimliliği artıran, yüksek performanslı, son derece entegre, yumuşak anahtarlamalı bir Buck regülatör platformunu piyasaya sürdü.

I. ZVS Uygulamasının Arka Planı

Sıfır Gerilim Anahtarlama (ZVS), anahtar tüpü kapatıldığında anahtar tüpünün her iki ucundaki voltajın zaten 0 olması anlamına gelir. Bu şekilde anahtar tüpünün anahtarlama kaybı en aza indirilebilir. İndüksiyon ocakları ve LLC güç kaynakları gibi genellikle kullandığımız rezonans güç kaynaklarının tümü rezonans güç kaynaklarıdır. Sıradan şarj cihazları, bu rezonans güç kaynaklarından daha yüksek kayıplara sahip, donanımsal anahtarlamalı güç kaynaklarıdır. Bu nedenle ZVS çok yüksek verim elde edebilmektedir. Örneğin bir indüksiyon ocağında gücü nispeten yüksek bir seviyeye ayarladığımızda ısınmaya devam edecektir; güç daha düşük bir seviyeye ayarlandığında rezonans durumuna ulaşamadığı için aralıklı olarak ısınmaya başlar. Sıradan şarj cihazlarımız gibi sert anahtarlamalı güç kaynakları, yüklü veya yüksüz olmalarına bakılmaksızın her zaman sürekli olarak salınım yapar. Ancak ZVS'nin bir dezavantajı vardır; o da ayar aralığının genellikle dar olmasıdır.

 
II. Sıfır Gerilim Anahtarlamanın (ZVS) Prensipleri

Şekil 2-1 Sıfır Gerilim Anahtarlama Prensibi Şeması (DC Güç Kaynağı)

Şekil 2-2 Sıfır Gerilim Anahtarlama Dalga Formu ve t2'deki Dalga Formu

Güç uygulandığında L1'den geçen akım sıfırdır. Güç kaynağı Q1 ve Q2'den R1 ve R2'ye kadar açılır ve L1'den geçen akım kademeli olarak artar. İki anahtarlama transistörü arasındaki karakteristik farklılıklar nedeniyle Q1 ve Q2'ye akan akım farklı olacaktır. Q1'den geçen akımın Q2'den büyük olduğunu varsayarsak, Q1'in kapı voltajı Q2'ninkinden daha yüksek olacaktır. D1 ve D2 diyotları aracılığıyla, 'a' noktasındaki voltaj 'c' noktasındaki voltajdan daha düşük olacak ve 'b' pozitif ve 'a' negatif bir indüklenen voltajla sonuçlanacaktır. Bu, T1 aracılığıyla olumlu geri bildirim oluşturarak Q1'in açılmasına ve Q2'nin kapanmasına neden olarak başlatma sürecini tamamlar.

(Zaman aralığı t0~t1) Q1'in iletken olduğu sabit durum sırasında, önceki periyodun T1'den geçen akımı 'a'dan 'c'ye kadardı ve C1'deki voltaj sıfırdı. Akım aniden değişemeyeceğinden, T1'den geçen akım C1'i şarj eder, yavaş yavaş C1 boyunca 'a' negatif ve 'c' pozitif bir voltajla sonuçlanır ve büyüyen bir sinüzoidal dalga biçimi oluşturur. Bu sırada 'a' voltajı Q0 tarafından 1V'a çekilir ve 'c' noktasındaki voltajın sinüzoidal olarak artmasına neden olur. Q1'in geçit voltajı, voltaj referans diyotu D3 tarafından sıkıştırılır ve Q1'in saatli bir şekilde iletilmesini sağlar.

 
Şekil 2-3 (t0~t1) Q1 İletim, T1 Şarj Etme C1

3. (t1~t2 zaman aralığı) C1, T1 üzerinden 'c' noktasından 'a' noktasına deşarj olmaya başlar ve C1 üzerindeki voltajın yani 'c' noktasındaki voltajın sinüzoidal olarak azalmasına neden olur. Aynı zamanda T1'den geçen akım 'c' noktasından 'a' noktasına sinüzoidal olarak artar.

Şekil 2-4 (t1~t2) C1'den T1'e sargının deşarjı, C1 üzerindeki gerilim 0 civarında olduğunda, Q1 kapanır ve Q2 açılır.

4. (Zaman aralığı t2) C1 neredeyse boşaldığında, 'c' noktasındaki voltaj MOS transistörünün eşik voltajı civarına düşer, bu da Q1'in D2 üzerinden amplifikasyon bölgesine girmesine neden olur. Bu anda, C1'in 'c' noktasından 'a' noktasına kadar T1 sargısı boyunca deşarj akımı maksimum değerine ulaşır. Eş zamanlı olarak, Q1 amplifikasyon bölgesine girerken 'a' noktasındaki voltaj yavaş yavaş yükselir ve Q2 de D1 üzerinden amplifikasyon bölgesine girer.

5. (t2 zaman aralığı) C1 tamamen boşalır ve 'c' noktasından 'a' noktasına kadar T1 sargısından geçen akım maksimum değerine ulaşır. C1'i şarj etmeye başlar ve C1'in üzerinde 'a' pozitif ve 'c' negatif bir gerilim oluşurken, C1'in üzerindeki gerilim sinüzoidal olarak artar. Bu sırada her iki MOS transistörü de aynı anda amplifikasyon bölgesine girer.

6. (Sağdaki şekil) C1'in T1 tarafından sürekli şarj edilmesi nedeniyle, C1 üzerindeki gerilim 'a' noktasında pozitif, 'c' noktasında negatiftir. İki diyot aracılığıyla Q2'nin kapı voltajı artar ve Q1'in kapı voltajı kademeli olarak azalır ve pozitif geri besleme oluşur. Sonuç olarak Q2 açılır ve Q1 kapanır.

7. Q2'nin iletim süreci Q1'inkine benzer.

8. L1'in endüktans değeri T1'inkinden daha büyüktür ve L1'den geçen akım tüm salınım döngüsü boyunca nispeten sabit kalır. Salınım işlemi sırasında L1, LC osilatörüne sürekli olarak enerji takviyesi yapar.

III. Sıfır Gerilim Anahtarlama (ZVS) Hesaplaması

1. Dalga Formu Genliğinin Hesaplanması

Dalga formu grafiğinden L1'in 'b' noktasındaki dalga formunun sinüs dalgasının (yani aşağıda Vbm'ye düşen voltajın) mutlak değeri olduğu görülebilir. İndüktör boyunca gerilim integralinin sıfır ve kapasitör boyunca akım integralinin sıfır olduğu kararlı durum koşulunu kullanarak, 'b' noktasındaki gerilimin genliği hesaplanabilir.

'B' noktasındaki voltajı varsayarsak: ve güç kaynağının voltajı Vcc'dir,

Daha sonra L1'in her iki ucundaki voltaj bu nedenle ,

Gerilimi L1'in her iki ucuna entegre ediyoruz...olarak hesaplanır,

Dalga şekli grafiğinden 'b' noktasındaki voltajın 'a' ve 'c' noktaları arasındaki voltajın yarısı kadar olduğu görülmektedir. Bu nedenle, 'a' ve 'c' uçlarındaki voltaj, ki bu aynı zamanda C1 üzerindeki voltajdır...dolayısıyla, .

2. İndüktör Akımının Hesaplanması

C1 kapasitörünün üzerindeki voltajı bildiğimizde, Bir kapasitörde depolanan enerji ve bir indüktörde depolanan enerji için formülleri kullanarak indüktördeki maksimum tepe akımını hesaplayabiliriz. İndüktördeki maksimum tepe akımı aşağıdaki formülle verilir: burada L, 'a' ve 'c' noktaları arasındaki endüktans değeridir.

Görebildiğimiz gibi, daha büyük kapasitans değeri (C) ve daha küçük endüktans değeri (L) ile indüktörden geçen akım artar. Bu, daha güçlü bir manyetik alanla sonuçlanır ve elektromanyetik indüksiyonla ısınmaya yol açar. Ancak indüktörden geçen akım çok büyük olduğunda direncindeki kayıpları dikkate almamız gerekir. Ek olarak kapasitörden geçen maksimum akım, indüktörden geçen maksimum akıma eşittir. Bu nedenle rezonans kapasitörünü seçerken maksimum akım değerini dikkate almamız gerekir.

3. Rezonans Frekansının Hesaplanması

Bu bir LC paralel rezonansı olduğundan rezonans frekansı şu şekilde hesaplanabilir:

4. L1 İndüktöründe AC Tepe Akımının Hesaplanması

L1'in endüktans değeri nispeten büyük olduğunda, içinden akan akım esas olarak DC'dir ve salınım sırasında kaybedilen enerjiyi telafi eder. 'b' noktasındaki genlik bilindiğinden, bir salınım döngüsü sırasında L1'deki tepe AC akımını hesaplayabiliriz (gerçek tepe akımı, DC akımı ile tepe AC akımının toplamıdır).

'b' noktasındaki voltaj, Vb, t süresi boyunca Vcc'ye eşittir:

Bu nedenle voltajın integrali alınarak,L1'den geçen tepe akımını hesaplayabiliriz. Küçük bir L1, gereksiz kayıplara yol açacak şekilde büyük bir tepe akımına neden olacaktır.

Sıfır voltaj anahtarlama (ZVS) topolojisini kullanan 100 W PD (Güç Dağıtımı) çözümü.

Daha büyük pil kapasitesine ve daha kısa şarj süresine olan talebin artması, şarj cihazı gücüne olan gereksinimleri artırdı. Küçük bir form faktöründe yüksek güce ulaşmak, ZVS topolojisi, yüksek performanslı anahtarlar, yenilikçi paketleme yöntemleri ve tasarım gereksinimlerini karşılamak için geniş bant aralıklı malzemelerin kullanımı dahil olmak üzere çeşitli yenilikçi çözümlere yol açan önemli bir zorluk teşkil etmektedir.

Güç anahtarları ve yeni topoloji yapıları kullanılarak %94 verimlilik ve 23W/in3 güç yoğunluğu elde edilmesi hedeflenmektedir.

Daha yüksek güç yoğunluğu elde etmek için uygun topoloji yapısının, spesifikasyonların, boyutların ve gelişmiş kontrol tekniklerinin seçilmesi gerekir. Mevcut yüksek güçlü mobil şarj cihazı pazarında, yüksek güçlü USB-PD şarj cihazları için PFC+QR ve PFC+LLC dahil olmak üzere birden fazla çözüm mevcuttur. Ancak bu çözümlerin, QR'nin yumuşak anahtarlamayı başaramaması ve değişken çıkış voltajı tasarımı için LLC topolojisini kullanmanın zorluğu gibi bazı sınırlamaları vardır.

Bu zorluklara yanıt olarak Infineon, yeni bir asimetrik yarım köprü hibrit geri dönüş topolojisi (Şekil 1'de gösterildiği gibi) tanıttı. Yarım köprü ve seri kapasitör, geleneksel geri dönüş transformatörünü toplu olarak çalıştırır. Geri dönüş transformatörünün ana birincil endüktansı ve seri kapasitör, yarım köprü anahtarlarının ZVS özelliklerini etkinleştiren ve geri dönüş transformatörünün geleneksel manyetiklik giderme aşaması sırasında rezonans güç aktarımı sağlayan bir rezonans devresi oluşturur. Normal çalışma sırasında, şarj döngüsü ve ilgili güç, tepe DC akımı tarafından kontrol edilirken, manyetikliği giderme aşaması, uygun negatif ön mıknatıslamayı sağlamak için zamanlama ile kontrol edilir, böylece yarım köprü anahtarları için gerekli ZVS koşulları karşılanır.

Şekil 1: Asimetrik yarım köprü geri dönüş topolojisinin basitleştirilmiş şematik diyagramı.

Birincil taraftaki güç devresi, LLC dönüştürücüye benzer bir yarım köprü tarafından çalıştırılan bir LC rezonans devresi aracılığıyla uygulanır. Rezonans indüktörü Lr, transformatörün kaçak endüktansı veya harici bir indüktörle birleştirilmiş kaçak endüktansı olabilen bir seri indüktördür. Lm transformatörün ana endüktansını temsil eder. Aynı dönüşüm etkisi, rezonans kapasitörü Cr ile transformatörün birincil bobininin pozitif düğüm ile yarım köprünün orta noktası arasına bağlanmasıyla da elde edilebilir. Yüksek taraf anahtarı HS iletken olduğunda, enerji Cr ve Lm'de depolanacak ve her bileşende depolanan enerji, giriş voltajına ve anahtarlama frekansına göre değişecektir (Şekil 2'de gösterildiği gibi).

Yüksek taraf anahtarı HS kapatıldığında, transformatördeki akım, yarım köprü VHB'nin orta noktasını, düşük taraf anahtarının gövde diyotu voltajı kenetleyene kadar düşmeye zorlayacaktır. Daha sonra, trafo fazı tersine dönerken düşük taraf anahtarı sıfır voltajda açılır ve enerji ikincil tarafa aktarılır. Düşük taraf anahtarı kapatıldığında, önceki aşamada transformatörde indüklenen negatif akım, yarım köprü VHB'nin orta noktasındaki voltajı, yüksek taraf anahtarı HS'nin gövde diyot kelepçe voltajına kadar yükselmeye zorlayacaktır. önceki aşamaya. ZVS koşulları altında, LS kapalıyken HS açılır, ancak transformatörün rezonans devresindeki akım hala negatiftir, bu da rezonans devresindeki fazla enerjinin giriş ucuna geri döneceği anlamına gelir.

Neden hibrit geri dönüş topolojisini seçmelisiniz?

Diğer geri dönüş topolojileriyle karşılaştırıldığında, hibrit geri dönüş transformatörünün daha az enerji depolaması gerekir, bu da şarj cihazının boyutunun küçültülmesine yardımcı olur.

Hibrit geri dönüş, birincil tarafta tam ZVS ve ikincil tarafta tam ZCS elde edebilir ve sızıntı enerjisi de geri kazanılabilir, böylece verimlilik artar.

Aşağıdaki formülde gösterildiği gibi çıkış voltajı görev döngüsüne göre değişir. Hibrit geri dönüş için, geniş voltaj çıkış uygulamalarında LLC topolojisinin sınırlamalarının üstesinden gelerek geniş bir voltaj aralığı çıkışı elde etmek çok daha kolaydır.

Vout: Çıkış voltajı

D: Görev döngüsü

Vin: Giriş voltajı

Lm: Trafo endüktansı

N: Trafo dönüş oranı

Lr: Trafo kaçak endüktansı

Infineon'un 100W USB-PD referans tasarımı

Tam çözüm Şekil 3'te gösterilmiştir. PFC katı, kritik iletim modu IRS2505 ve ThinPAK paketi IPL60R185C7 CoolMOS®'u kullanırken, DC-DC katı dijital PWM denetleyicisi XDPS2201 ve IPLK60R360PFD7'yi kullanır. Aynı zamanda, BSC028N06NS senkron doğrultma anahtarı olarak kullanılır (bu anahtar, gelecekte maliyet etkinliğini daha da artırmak için şarj cihazı senkron doğrultması için özel olarak tasarlanmış düşük voltajlı ISZ0702NLS ile değiştirilebilir). Protokol denetleyicisi CYPD3174'tür ve çıkış güvenlik anahtarı olarak p-kanallı MOS BSZ086N03NS3 kullanılır.

Bu konfigürasyon sayesinde en yüksek verimlilik %94'e ulaşabilir ve bekleme modundaki güç tüketimi 60 mW'tan azdır.

En Yüksek Verimlilik:

Doğru yüksek voltaj MOSFET'ini seçmek çok önemlidir

Yumuşak anahtarlama teknolojisi, MOSFET'in yalnızca drenaj kaynağı voltajı 0V'ye (veya 0V'a yakına) ulaştığında açıldığı Sıfır Voltaj Anahtarlama (ZVS) altında cihazın çalışmasına olanak tanır. Bu strateji, genellikle toplam anahtar kayıplarına en çok katkıda bulunan iletim kayıplarını ortadan kaldırır. Ne yazık ki, çıkış kapasitörünün "sıfır olmayan kayıp" niteliğinden dolayı, tüm yüksek voltajlı SJ MOSFET'ler, MOSFET çıkış kapasitansının (Coss) şarj edilmesi ve boşaltılması sırasında enerji kaybı olarak bilinen ek bir kayıptan muzdariptir. Bu nedenle ZVS koşullarında çalışırken bile çıkış kapasitöründe (Eoss) depolanan enerjinin tamamının geri kazanılması mümkün değildir. Bu fenomen, Coss'un şarj/deşarj döngüsü sırasında daha büyük sinyal ölçümleriyle gözlemlenebilen histerezis karakteristiği ile ilgilidir. Sonuç olarak bu kayıplara genellikle Coss histerezis kayıpları (Eoss,hys) adı verilir.

Infineon'un gelişmiş SJ teknolojisi sayesinde CoolMOS® PFD7 serisi histerezis kayıplarını daha da azaltarak verimliliğin daha da artırılmasına yardımcı oluyor.

Sonuç

Dijital XDPS2201'i temel alan ZVS yarı rezonans topolojisi, farklı giriş voltajı ve çıkış akımı koşulları altında ZVS ve ZCS'ye ulaşabilir. Ek olarak, trafo kaçak endüktansından da enerji geri kazanılabilir. Yüksek performanslı güçlü MOSFET'ler, 94 mm x 100 mm x 60 mm boyutlarındaki 40 W USB-PD tasarımında %18'e varan verimlilik elde edilmesine katkıda bulunur.