Die Zero-Voltage-Switching- (ZVS) / Zero-Current-Switching- (ZCS) Technologie, auch bekannt als Soft-Switching-Technologie, kann die Effizienz von Soft-Switching-Netzteilen mit geringem Stromverbrauch um bis zu 80 % bis 85 % verbessern. In den 1970er Jahren legten resonante Schaltnetzteile den Grundstein für die Soft-Switching-Technologie.

 
Grundlegende Einführung

PWM-Schaltnetzteile arbeiten in einem hart schaltenden Modus, bei dem sich die Spannungs- und Stromwellenformen während des Ein-/Ausschaltvorgangs überlappen, was zu großen Schaltverlusten führt. Obwohl durch den Hochfrequenzbetrieb Größe und Gewicht reduziert werden können, nehmen die Schaltverluste zu. Daher ist es notwendig, Technologien zu untersuchen, bei denen sich die Spannungs-/Stromwellenformen während des Schaltens nicht überlappen, was als ZVS/ZCS-Technologie oder Soft-Switching-Technologie bezeichnet wird. Der Wirkungsgrad von Soft-Switching-Netzteilen mit geringem Stromverbrauch kann auf 80 bis 85 % verbessert werden. Resonanzschaltnetzteile legten in den 1970er Jahren den Grundstein für die Soft-Switching-Technologie. Seitdem sind neue Soft-Switching-Technologien entstanden, wie etwa quasiresonante (Mitte der 1980er Jahre), phasenverschobene Vollbrücken-ZVS-PWM und ZVS-PWM/ZCS-PWM mit konstanter Frequenz (Ende der 1980er Jahre). , ZVS-PWM aktive Klemme, ZVT-PWM/ZCT-PWM (Anfang der 1990er Jahre), Vollbrücken-Phasenverschiebungs-ZV-ZCS-PWM (Mitte der 1990er Jahre) usw. China hat bereits die neuesten Soft- Umstellungstechnologie auf 6-kW-Kommunikationsnetzteile mit einem Wirkungsgrad von 98 %.

 
Anwendung von Technologie

 
Die wichtigsten Anforderungen an einen Abwärtsregler sind üblicherweise Größe und Effizienz. Da Leiterplattenfläche kostbar ist, möchte kein Designer zusätzlichen Platz für die Stromversorgungslösung einplanen. Da sich Mikrocontroller und digitale Signalprozessoren (DSPs) ständig weiterentwickeln, werden auch die Leiterplattendesignlösungen ständig verbessert. Obwohl die Leistung gestiegen ist, kann die Produktgröße nicht erhöht werden. Daher wurden Regler mit hoher Dichte entwickelt, die auf Verbesserungen der neuesten IC-Integration, MOSFET-Technologie und Verpackungsprozesse basieren. Trotzdem können diese Regler die Anwendungsanforderungen neuer Systeme nicht erfüllen, insbesondere da die Leistungsdichte innerhalb des Systems weiter zunimmt. Der Hauptgrund dafür sind Schaltverluste, die die interne Leistung des MOSFET des Reglers beeinträchtigen. Wenn diese Verlustprobleme nicht grundlegend gelöst werden, sind nur geringfügige Leistungsverbesserungen zu erwarten.

 
Gründe für die Auswahl

Die Hauptursachen für Schaltverluste sind: Erstens hartes Schalten. Derzeit weisen die meisten nicht isolierten Abwärtsreglertopologien hohe Schaltverluste auf. Der Grund dafür ist, dass der MOSFET während der Ein-/Aus-Phase gleichzeitig hohen Strom- und Spannungsbelastungen ausgesetzt ist. Wenn Schaltfrequenz und Eingangsspannung steigen, steigen auch diese Verluste, wodurch die maximal erreichbare Betriebsfrequenz, Effizienz und Leistungsdichte begrenzt werden. Zweitens Gate-Ansteuerungsverluste. Da die Miller-Ladung im Gate-Ansteuerungskreis einen hohen Stromverbrauch hat, sind auch die Gate-Ansteuerungsverluste der hart schaltenden Topologie hoch. Drittens die Leitfähigkeit der Body-Diode. Wenn der High-Side-MOSFET ein- und ausgeschaltet wird, fließt ein hoher pulsierender Strom durch die Body-Diode des Low-Side-MOSFET. Je länger die Leitfähigkeitszeit der Body-Diode, desto höher sind die Sperrverzögerungsverluste und die Leitfähigkeitsverluste der Body-Diode. Die Leitfähigkeit der Body-Diode kann zudem zu zerstörerischem Überschwingen und Überschwingen führen. Schaltverluste begrenzen auch die Schaltfrequenz des Reglers. Je höher die Schaltfrequenz, desto länger die Schaltzeit des MOSFET und desto höher die Verluste. Wenn der Schalter nicht mit hoher Frequenz schalten kann, ist die Verwendung kleinerer passiver Komponenten (Widerstände, Kondensatoren und Induktivitäten) eingeschränkt, was sich auf die Reglerdichte auswirkt. Viele Elektronikentwickler hoffen, ZVS am Lastpunkt einsetzen zu können.

Als Reaktion auf diese Probleme hat Picor eine leistungsstarke, hochintegrierte Plattform für sanft schaltende Abwärtsregler eingeführt, die bei hohen Frequenzen arbeiten kann, wodurch Schaltverluste erheblich reduziert und die Effizienz verbessert werden.

I. Hintergrund der ZVS-Anwendung

Unter Nullspannungsschaltung (ZVS) versteht man, dass bei ausgeschalteter Schaltröhre die Spannung an beiden Enden der Schaltröhre bereits 0 ist. Auf diese Weise kann der Schaltverlust der Schaltröhre minimiert werden. Die resonanten Netzteile, die wir normalerweise verwenden, wie z. B. Induktionsherde und LLC-Netzteile, sind allesamt resonante Netzteile. Herkömmliche Ladegeräte sind hart geschaltete Netzteile, die höhere Verluste aufweisen als diese resonanten Netzteile. Daher kann ZVS eine sehr hohe Effizienz erreichen. Wenn wir beispielsweise bei einem Induktionsherd die Leistung auf eine relativ hohe Stufe einstellen, heizt er weiter; Wenn die Leistung auf ein niedrigeres Niveau eingestellt wird, beginnt er sich zeitweise zu erwärmen, da er den Resonanzzustand nicht erreichen kann. Hart schaltende Netzteile wie unsere gewöhnlichen Ladegeräte schwingen immer ununterbrochen, unabhängig davon, ob sie geladen oder entladen sind. Allerdings hat ZVS einen Nachteil: Der Einstellbereich ist im Allgemeinen eng.

 
II. Prinzipien des Nullspannungsschaltens (ZVS)

Abbildung 2-1 Prinzipdiagramm der Nullspannungsschaltung (Gleichstromversorgung)

Abbildung 2-2 Nullspannungs-Schaltwellenform und ihre Wellenform bei t2

Beim Anlegen der Spannung ist der durch L1 fließende Strom Null. Die Stromversorgung schaltet Q1 und Q2 über R1 und R2 ein, und der Strom durch L1 steigt allmählich an. Aufgrund der unterschiedlichen Eigenschaften der beiden Schalttransistoren ist der durch Q1 und Q2 fließende Strom unterschiedlich. Angenommen, der Strom durch Q1 ist größer als der durch Q2, ist die Gate-Spannung von Q1 höher als die von Q2. Durch die Dioden D1 und D2 ist die Spannung am Punkt „a“ niedriger als die am Punkt „c“, was zu einer induzierten Spannung mit „b“ positiv und „a“ negativ führt. Dadurch entsteht eine positive Rückkopplung durch T1, wodurch Q1 eingeschaltet und Q2 ausgeschaltet wird, womit der Startvorgang abgeschlossen ist.

(Zeitintervall t0~t1) Im stationären Zustand, wenn Q1 leitet, verlief der Stromfluss durch T1 in der vorherigen Periode von „a“ nach „c“, und die Spannung über C1 war null. Da sich der Strom nicht abrupt ändern kann, lädt der Strom durch T1 C1 auf, wodurch allmählich eine Spannung über C1 entsteht, bei der „a“ negativ und „c“ positiv ist, wodurch eine anwachsende Sinuskurve entsteht. Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung „a“ durch Q0 auf 1 V heruntergezogen, wodurch die Spannung am Punkt „c“ sinusförmig ansteigt. Die Gate-Spannung von Q1 wird durch die Spannungsreferenzdiode D3 geklemmt, wodurch Q1 getaktet leitend bleibt.

 
Abbildung 2-3 (t0~t1) Q1 leitet, T1 lädt C1

3. (Zeitintervall t1~t2) C1 beginnt sich über T1 vom Punkt „c“ zum Punkt „a“ zu entladen, wodurch die Spannung an C1, dh die Spannung am Punkt „c“, sinusförmig abnimmt. Gleichzeitig steigt der Strom durch T1 sinusförmig vom Punkt „c“ zum Punkt „a“.

Abbildung 2-4 (t1~t2) Entladung von C1 zur T1-Wicklung: Wenn die Spannung an C1 etwa 0 beträgt, schaltet sich Q1 aus und Q2 ein.

4. (Zeitintervall t2) Wenn C1 fast entladen ist, fällt die Spannung am Punkt „c“ auf etwa die Schwellenspannung des MOS-Transistors, was dazu führt, dass Q1 über D2 in den Verstärkungsbereich gelangt. Zu diesem Zeitpunkt erreicht der Entladestrom von C1 durch die T1-Wicklung vom Punkt „c“ zum Punkt „a“ seinen Maximalwert. Gleichzeitig steigt die Spannung am Punkt „a“ allmählich an, wenn Q1 in den Verstärkungsbereich eintritt, und auch Q2 gelangt über D1 in den Verstärkungsbereich.

5. (Zeitintervall t2) C1 ist vollständig entladen und der Strom durch die T1-Wicklung von Punkt „c“ zu Punkt „a“ erreicht seinen Maximalwert. Es beginnt, C1 aufzuladen, was zu einer Spannung an C1 mit „a“ positiv und „c“ negativ führt, während die Spannung an C1 sinusförmig ansteigt. Zu diesem Zeitpunkt gelangen beide MOS-Transistoren gleichzeitig in den Verstärkungsbereich.

6. (Abbildung rechts) Durch die kontinuierliche Aufladung von C1 durch T1 ist die Spannung an C1 am Punkt „a“ positiv und am Punkt „c“ negativ. Durch die beiden Dioden steigt die Gate-Spannung von Q2 an, während die Gate-Spannung von Q1 allmählich abnimmt, wodurch eine positive Rückkopplung entsteht. Dadurch schaltet Q2 ein und Q1 aus.

7. Der Leitungsprozess von Q2 ähnelt dem von Q1.

8. Der Induktivitätswert von L1 ist größer als der von T1 und der Strom durch L1 bleibt während des gesamten Schwingungszyklus relativ konstant. Während des Oszillationsprozesses versorgt L1 den LC-Oszillator kontinuierlich mit Energie.

III. Berechnung der Nullspannungsschaltung (ZVS).

1. Berechnung der Wellenformamplitude

Aus dem Wellenformdiagramm ist ersichtlich, dass die Wellenform am Punkt „b“ von L1 der Absolutwert einer Sinuswelle ist (dh die Spannung, die auf Vbm unten abfällt). Unter Verwendung des stationären Zustands, bei dem das Spannungsintegral über der Induktivität Null und das Stromintegral über dem Kondensator Null ist, kann die Amplitude der Spannung am Punkt „b“ berechnet werden.

Angenommen, die Spannung am Punkt 'b' ist , und die Spannung der Stromversorgung beträgt Vcc,

Dann beträgt die Spannung an beiden Enden von L1 deswegen ,

Integration der Spannung an beiden Enden von L1 ...berechnet als,

Aus dem Wellenformdiagramm lässt sich erkennen, dass die Spannung am Punkt „b“ halb so groß ist wie die Spannung zwischen den Punkten „a“ und „c“. Daher ist die Spannung an den Enden „a“ und „c“, die auch die Spannung an C1 ist, ...deshalb, .

2. Berechnung des Induktorstroms

Sobald wir die Spannung am Kondensator C1 kennen, beträgt sie können wir den maximalen Spitzenstrom im Induktor mithilfe der Formeln für die in einem Kondensator gespeicherte Energie und die in einem Induktor gespeicherte Energie berechnen. Der maximale Spitzenstrom im Induktor ergibt sich aus der Formel: , wobei L der Induktivitätswert zwischen den Punkten „a“ und „c“ ist.

Wie wir sehen können, steigt der Strom durch die Induktivität mit einem größeren Wert der Kapazität (C) und einem kleineren Wert der Induktivität (L). Dies führt zu einem stärkeren Magnetfeld und einer elektromagnetischen Induktionserwärmung. Wenn jedoch der Strom durch die Induktivität zu groß wird, müssen wir die Verluste in ihrem Widerstand berücksichtigen. Darüber hinaus ist der maximale Strom, der durch den Kondensator fließt, gleich dem maximalen Strom durch die Induktivität. Daher müssen wir bei der Auswahl des Resonanzkondensators seinen maximalen Nennstrom berücksichtigen.

3. Berechnung der Resonanzfrequenz

Da es sich um eine LC-Parallelresonanz handelt, kann die Resonanzfrequenz wie folgt berechnet werden:

4. Berechnung des AC-Spitzenstroms am Induktor L1

Wenn der Induktivitätswert von L1 relativ groß ist, ist der durch ihn fließende Strom hauptsächlich Gleichstrom, wodurch der Energieverlust bei der Schwingung ausgeglichen wird. Da die Amplitude am Punkt „b“ bekannt ist, können wir den Spitzenwechselstrom in L1 während eines Schwingungszyklus berechnen (der tatsächliche Spitzenstrom ist die Summe aus Gleichstrom und Spitzenwechselstrom).

Die Spannung am Punkt „b“, Vb, ist für die Zeitdauer t gleich Vcc:

Daher wird durch die Integration der Spannungkönnen wir den durch L1 fließenden Spitzenstrom berechnen. Ein kleiner L1-Wert führt zu einem großen Spitzenstrom und damit zu unnötigen Verlusten.

Eine 100-W-PD-Lösung (Power Delivery) mit der Zero-Voltage-Switching-Topologie (ZVS).

Die zunehmende Nachfrage nach größerer Batteriekapazität und kürzerer Ladezeit hat die Anforderungen an die Ladegerätleistung erhöht. Das Erreichen einer hohen Leistung in einem kleinen Formfaktor stellt eine große Herausforderung dar und führt zu verschiedenen innovativen Lösungen, einschließlich der ZVS-Topologie, Hochleistungsschaltern, innovativen Verpackungsmethoden und der Verwendung von Materialien mit großer Bandlücke, um die Designanforderungen zu erfüllen.

Ziel ist es, durch den Einsatz von Leistungsschaltern und neuartigen Topologiestrukturen einen Wirkungsgrad von 94 % und eine Leistungsdichte von 23 W/in3 zu erreichen.

Um eine höhere Leistungsdichte zu erreichen, müssen die entsprechende Topologiestruktur, Spezifikationen, Abmessungen und fortschrittliche Steuerungstechniken ausgewählt werden. Auf dem aktuellen Markt für leistungsstarke mobile Ladegeräte stehen mehrere Lösungen für leistungsstarke USB-PD-Ladegeräte zur Verfügung, darunter PFC+QR und PFC+LLC. Allerdings weisen diese Lösungen bestimmte Einschränkungen auf, wie z. B. die Unfähigkeit von QR, Soft-Switching zu erreichen, und die Schwierigkeit, die LLC-Topologie für das Design mit variabler Ausgangsspannung zu verwenden.

Als Reaktion auf diese Herausforderungen hat Infineon eine neue asymmetrische Halbbrücken-Hybrid-Flyback-Topologie eingeführt (siehe Abbildung 1). Die Halbbrücke und der Reihenkondensator treiben gemeinsam den herkömmlichen Sperrtransformator an. Die Hauptprimärinduktivität des Rücklauftransformators und der Reihenkondensator bilden einen Resonanzkreis, der die ZVS-Eigenschaften der Halbbrückenschalter ermöglicht und eine resonante Leistungsübertragung während der herkömmlichen Entmagnetisierungsphase des Rücklauftransformators ermöglicht. Im Normalbetrieb werden der Ladezyklus und die damit verbundene Leistung durch den Spitzengleichstrom gesteuert, während die Entmagnetisierungsphase durch die Zeitsteuerung gesteuert wird, um eine ordnungsgemäße negative Vormagnetisierung sicherzustellen und so die erforderlichen ZVS-Bedingungen für die Halbbrückenschalter zu erfüllen.

Abbildung 1: Vereinfachtes schematisches Diagramm der asymmetrischen Halbbrücken-Flyback-Topologie.

Der Leistungskreis auf der Primärseite wird durch einen LC-Resonanzkreis realisiert, der von einer Halbbrücke ähnlich einem LLC-Wandler angesteuert wird. Die Resonanzinduktivität Lr ist eine Reiheninduktivität, die entweder die Streuinduktivität des Transformators oder die Streuinduktivität in Kombination mit einer externen Induktivität sein kann. Lm stellt die Hauptinduktivität des Transformators dar. Der gleiche Umwandlungseffekt kann auch dadurch erreicht werden, dass der Resonanzkondensator Cr und die Primärspule des Transformators zwischen den positiven Knoten und den Mittelpunkt der Halbbrücke geschaltet werden. Wenn der High-Side-Schalter HS leitet, wird Energie in Cr und Lm gespeichert, und die in jeder Komponente gespeicherte Energie variiert mit der Eingangsspannung und der Schaltfrequenz (wie in Abbildung 2 dargestellt).

Wenn der High-Side-Schalter HS ausgeschaltet wird, zwingt der Strom im Transformator den Mittelpunkt der Halbbrücke VHB zu einem Abfall, bis die Body-Diode des Low-Side-Schalters die Spannung klemmt. Anschließend schaltet der Low-Side-Schalter bei Nullspannung ein, während sich die Phase des Transformators umkehrt und Energie auf die Sekundärseite übertragen wird. Wenn der Low-Side-Schalter ausschaltet, zwingt der in der vorherigen Stufe im Transformator induzierte negative Strom die Spannung am Mittelpunkt der Halbbrücke VHB zu einem Anstieg, bis die Body-Diode des High-Side-Schalters HS die Spannung klemmt, ähnlich wie in der vorherigen Stufe. Unter ZVS-Bedingungen ist HS eingeschaltet, während LS ausgeschaltet ist, aber der Strom im Resonanzkreis des Transformators ist immer noch negativ, was bedeutet, dass die überschüssige Energie im Resonanzkreis zum Eingang zurückgeführt wird.

Warum die Hybrid-Flyback-Topologie wählen?

Im Vergleich zu anderen Flyback-Topologien muss der Hybrid-Flyback-Transformator weniger Energie speichern, was dazu beiträgt, die Größe des Ladegeräts zu reduzieren.

Der Hybrid-Flyback kann auf der Primärseite ein vollständiges ZVS und auf der Sekundärseite ein vollständiges ZCS erreichen, außerdem kann die Verlustenergie zurückgewonnen werden, wodurch die Effizienz verbessert wird.

Wie in der folgenden Formel dargestellt, variiert die Ausgangsspannung mit dem Arbeitszyklus. Mit dem Hybrid-Flyback ist es viel einfacher, einen Ausgang mit großem Spannungsbereich zu erreichen, wodurch die Einschränkungen der LLC-Topologie bei Anwendungen mit großem Spannungsausgang überwunden werden.

Vout: Ausgangsspannung

D: Arbeitszyklus

Vin: Eingangsspannung

Lm: Transformatorinduktivität

N: Übersetzungsverhältnis des Transformators

Lr: Streuinduktivität des Transformators

Das 100-W-USB-PD-Referenzdesign von Infineon

Die komplette Lösung ist in Abbildung 3 dargestellt. Die PFC-Stufe verwendet den kritischen Leitungsmodus IRS2505 und das ThinPAK-Gehäuse IPL60R185C7 CoolMOS?, während die DC/DC-Stufe den digitalen PWM-Controller XDPS2201 und IPLK60R360PFD7 verwendet. Gleichzeitig dient der BSC028N06NS als synchroner Gleichrichterschalter (der zukünftig durch den speziell für die synchrone Gleichrichtung von Ladegeräten entwickelten Niederspannungsschalter ISZ0702NLS ersetzt werden kann, um die Kosteneffizienz weiter zu verbessern). Der Protokollcontroller ist CYPD3174, und der p-Kanal-MOS BSZ086N03NS3 dient als Ausgangssicherheitsschalter.

Durch diese Konfiguration kann der Spitzenwirkungsgrad 94 % erreichen und der Standby-Stromverbrauch beträgt weniger als 60 mW.

Höchste Effizienz:

Die Wahl des richtigen Hochspannungs-MOSFET ist entscheidend

Durch die Soft-Switching-Technologie kann das Gerät unter Nullspannungsschaltung (Zero Voltage Switching, ZVS) betrieben werden, wobei der MOSFET erst einschaltet, wenn seine Drain-Source-Spannung 0 V (oder nahe 0 V) ​​erreicht. Diese Strategie eliminiert Leitungsverluste, die typischerweise die Hauptursache für die Gesamtschaltverluste sind. Aufgrund der „nicht verlustfreien“ Natur des Ausgangskondensators erleiden alle Hochspannungs-SJ-MOSFETs leider einen zusätzlichen Verlust, der als Energieverlust während des Ladens und Entladens der MOSFET-Ausgangskapazität (Coss) bezeichnet wird. Daher ist es selbst beim Betrieb unter ZVS-Bedingungen nicht möglich, die gesamte im Ausgangskondensator gespeicherte Energie (Eoss) wiederherzustellen. Dieses Phänomen hängt mit der Hysterese-Eigenschaft von Coss zusammen, die durch größere Signalmessungen während des Coss-Lade-/Entladezyklus beobachtet werden kann. Daher werden diese Verluste oft als Coss-Hystereseverluste (Eoss,hys) bezeichnet.

Dank der fortschrittlichen SJ-Technologie von Infineon werden bei der CoolMOS® PFD7-Serie die Hystereseverluste weiter reduziert, was zu einer noch höheren Effizienz beiträgt.

Fazit

Basierend auf dem digitalen XDPS2201 ermöglicht die quasi-resonante ZVS-Topologie ZVS und ZCS unter verschiedenen Eingangsspannungs- und Ausgangsstrombedingungen. Darüber hinaus kann Energie aus der Streuinduktivität des Transformators zurückgewonnen werden. Leistungsstarke Leistungs-MOSFETs tragen dazu bei, im 94-W-USB-PD-Design mit Abmessungen von 100 mm x 60 mm x 40 mm einen Wirkungsgrad von bis zu 18 % zu erreichen.