Technologia przełączania zerowego napięcia (ZVS) / przełączania prądu zerowego (ZCS), znana również jako technologia miękkiego przełączania, może poprawić wydajność zasilaczy z miękkim przełączaniem małej mocy aż do 80% do 85%. W latach 1970. rezonansowe zasilacze impulsowe położyły podwaliny pod technologię miękkiego przełączania.

 
Podstawowe wprowadzenie

Zasilacze impulsowe PWM działają w trybie twardego przełączania, w którym przebiegi napięcia i prądu nakładają się podczas procesu włączania/wyłączania, co powoduje duże straty przełączania. Chociaż praca z wysoką częstotliwością może zmniejszyć rozmiar i wagę, straty przełączania są zwiększone. Dlatego konieczne jest badanie technologii, w których przebiegi napięcia/prądu nie nakładają się podczas przełączania, co nazywa się technologią ZVS/ZCS lub technologią miękkiego przełączania. Sprawność zasilaczy z miękkim przełączaniem małej mocy można zwiększyć do 80–85%. Rezonansowe zasilacze impulsowe z lat 1970. położyły podwaliny pod technologię miękkiego przełączania. Od tego czasu pojawiły się nowe technologie miękkiego przełączania, takie jak quasi-rezonansowy (w połowie lat 1980.), pełnomostkowy ZVS-PWM z przesunięciem fazowym, ZVS-PWM/ZCS-PWM o stałej częstotliwości (pod koniec lat 1980.) , cęgi aktywne ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (na początku lat 1990-tych), pełnomostkowy ZV-ZCS-PWM z przesunięciem fazowym (w połowie lat 1990-tych) itp. Chiny zastosowały już najnowsze rozwiązania soft- technologię przełączania na zasilacze komunikacyjne o mocy 6kW i sprawności 98%.

 
Zastosowanie technologii

 
Kluczowe wymagania dla regulatora buck to zazwyczaj rozmiar i wydajność. Ponieważ powierzchnia płytki drukowanej jest cenna, żaden projektant nie chce przeznaczać dodatkowej przestrzeni na rozwiązanie zasilania. Ponadto, wraz z ciągłym rozwojem mikrokontrolerów i procesorów sygnałowych (DSP), rozwiązania projektowe płytek drukowanych również ulegają ciągłej modernizacji. Pomimo wzrostu mocy, rozmiar produktu pozostaje niezmienny. Dlatego też, regulatory o wysokiej gęstości zostały opracowane z wykorzystaniem najnowszych technologii integracji układów scalonych, technologii MOSFET i procesów pakowania. Mimo to, regulatory te nadal nie spełniają wymagań aplikacyjnych nowych systemów, zwłaszcza w obliczu stale rosnącej gęstości mocy w systemie. Głównym powodem jest to, że straty przełączania obniżają wewnętrzną wydajność tranzystora MOSFET regulatora. Jeśli te problemy ze stratami nie zostaną zasadniczo rozwiązane, można oczekiwać jedynie niewielkiej poprawy wydajności.

 
Powody wyboru

Głównymi przyczynami strat przełączania są: po pierwsze, twarde przełączanie. Obecnie większość nieizolowanych topologii regulatorów buck charakteryzuje się wysokimi stratami przełączania. Powodem jest to, że w fazie włączania/wyłączania tranzystor MOSFET jest jednocześnie obciążony wysokim prądem i wysokim napięciem. Wraz ze wzrostem częstotliwości przełączania i napięcia wejściowego, straty te również rosną, ograniczając maksymalną częstotliwość roboczą, sprawność i gęstość mocy, jakie można osiągnąć. Po drugie, straty sterowania bramką. Ponieważ ładunek Millera w obwodzie sterowania bramką charakteryzuje się wysokim poborem mocy, straty sterowania bramką w topologii twardego przełączania są również wysokie. Po trzecie, przewodzenie diody wewnętrznej. Podczas włączania i wyłączania tranzystora MOSFET po stronie wysokiej, przez diodę wewnętrzną tranzystora MOSFET po stronie niskiej przepływa wysoki prąd pulsujący. Im dłuższy czas przewodzenia diody wewnętrznej, tym wyższe straty powrotu i straty przewodzenia diody wewnętrznej. Przewodzenie diody wewnętrznej może również powodować destrukcyjne przeregulowanie i dzwonienie. Straty przełączania ograniczają również częstotliwość przełączania regulatora. Im wyższa częstotliwość przełączania, tym dłuższy czas przełączania tranzystora MOSFET i większe straty. Jeśli przełącznik nie może przełączać z wysoką częstotliwością, użycie mniejszych elementów pasywnych (rezystorów, kondensatorów i cewek) będzie ograniczone, co wpłynie na gęstość sygnału regulatora. Wielu projektantów elektroniki ma nadzieję na zastosowanie ZVS w punkcie obciążenia.

W odpowiedzi na te problemy firma Picor wprowadziła wysokowydajną, wysoce zintegrowaną platformę regulatora buck z miękkim przełączaniem, która może pracować na wysokich częstotliwościach, znacznie redukując straty przełączania i poprawiając wydajność.

I. Tło aplikacji ZVS

Przełączanie napięcia zerowego (ZVS) oznacza, że ​​gdy rurka przełączająca jest wyłączona, napięcie na obu końcach rurki przełączającej wynosi już 0. W ten sposób można zminimalizować straty przełączania rurki przełączającej. Zasilacze rezonansowe, których zwykle używamy, takie jak kuchenki indukcyjne i zasilacze LLC, są zasilaczami rezonansowymi. Zwykłe ładowarki to zasilacze z przełączaniem twardym, które charakteryzują się większymi stratami niż zasilacze rezonansowe. Dlatego ZVS może osiągnąć bardzo wysoką wydajność. Przykładowo w kuchence indukcyjnej, gdy ustawimy moc na stosunkowo wysoki poziom, będzie się ona dalej nagrzewać; gdy moc zostanie dostosowana do niższego poziomu, zaczyna się sporadycznie nagrzewać, ponieważ nie może osiągnąć stanu rezonansowego. Zasilacze twarde, takie jak nasze zwykłe ładowarki, zawsze oscylują w sposób ciągły, niezależnie od tego, czy są obciążone, czy nie. Jednakże ZVS ma jedną wadę, a mianowicie to, że jego zakres regulacji jest ogólnie wąski.

 
II. Zasady przełączania napięcia zerowego (ZVS)

Rysunek 2-1 Schemat zasady przełączania przy zerowym napięciu (zasilanie prądem stałym)

Rysunek 2-2 Przebieg przełączania napięcia zerowego i jego przebieg w chwili t2

Po przyłożeniu zasilania prąd płynący przez L1 jest zerowy. Zasilacz włącza tranzystory Q1 i Q2 przez rezystory R1 i R2, a prąd płynący przez L1 stopniowo wzrasta. Ze względu na różnice w charakterystyce dwóch tranzystorów przełączających, prąd płynący do tranzystorów Q1 i Q2 będzie różny. Zakładając, że prąd płynący przez Q1 jest większy niż przez Q2, napięcie bramki tranzystora Q1 będzie wyższe niż napięcie bramki tranzystora Q2. Przez diody D1 i D2 napięcie w punkcie „a” będzie niższe niż w punkcie „c”, co spowoduje indukowane napięcie z dodatnim „b” i ujemnym „a”. Tworzy to dodatnie sprzężenie zwrotne przez tranzystor T1, powodując włączenie tranzystora Q1 i wyłączenie tranzystora Q2, co kończy proces rozruchu.

(Przedział czasowy t0–t1) W stanie ustalonym, gdy tranzystor Q1 przewodzi, prąd z poprzedniego okresu płynący przez tranzystor T1 zmieniał się od „a” do „c”, a napięcie na tranzystorze C1 było równe zeru. Ponieważ prąd nie może zmieniać się gwałtownie, prąd płynący przez tranzystor T1 ładuje kondensator C1, stopniowo powodując wzrost napięcia na tranzystorze C1 z ujemnym „a” i dodatnim „c”, tworząc narastający przebieg sinusoidalny. W tym momencie napięcie „a” jest obniżane do 0 V przez tranzystor Q1, powodując sinusoidalny wzrost napięcia w punkcie „c”. Napięcie bramki tranzystora Q1 jest ograniczane przez diodę odniesienia napięcia D3, co utrzymuje tranzystor Q1 w stanie przewodzenia.

 
Rysunek 2-3 (t0~t1) Przewodzenie Q1, ładowanie T1 C1

3. (Przedział czasu t1 ~ t2) C1 zaczyna się rozładowywać przez T1 od punktu „c” do punktu „a”, powodując sinusoidalny spadek napięcia na C1, tj. napięcia w punkcie „c”. Jednocześnie prąd płynący przez T1 rośnie sinusoidalnie od punktu „c” do punktu „a”.

Rysunek 2-4 (t1~t2) Rozładowanie uzwojenia C1 do T1, gdy napięcie na C1 wynosi około 0, Q1 wyłącza się, a Q2 włącza.

4. (Przedział czasu t2) Gdy kondensator C1 jest prawie rozładowany, napięcie w punkcie „c” spada do wartości w pobliżu napięcia progowego tranzystora MOS, co powoduje, że tranzystor Q1 wchodzi do obszaru wzmocnienia przez D2. W tym momencie prąd rozładowania C1 przez uzwojenie T1 od punktu „c” do punktu „a” osiąga wartość maksymalną. Jednocześnie, gdy Q1 wchodzi do obszaru wzmocnienia, napięcie w punkcie „a” stopniowo rośnie, a Q2 również wchodzi do obszaru wzmocnienia przez D1.

5. (Przedział czasu t2) C1 jest całkowicie rozładowany, a prąd płynący przez uzwojenie T1 od punktu „c” do punktu „a” osiąga wartość maksymalną. Zaczyna ładować C1, w wyniku czego napięcie na C1 ma wartość „a” dodatnią i „c” ujemną, podczas gdy napięcie na C1 wzrasta sinusoidalnie. W tym momencie oba tranzystory MOS jednocześnie wchodzą w obszar wzmocnienia.

6. (Rysunek po prawej) Z powodu ciągłego ładowania kondensatora C1 przez tranzystor T1, napięcie na kondensatorze C1 jest dodatnie w punkcie „a” i ujemne w punkcie „c”. Poprzez dwie diody napięcie bramkowe tranzystora Q2 rośnie, a napięcie bramkowe tranzystora Q1 stopniowo maleje, tworząc dodatnie sprzężenie zwrotne. W rezultacie tranzystor Q2 włącza się, a tranzystor Q1 wyłącza.

7. Proces przewodzenia w Q2 jest podobny do procesu w Q1.

8. Wartość indukcyjności L1 jest większa niż T1, a prąd płynący przez L1 pozostaje względnie stały przez cały cykl oscylacji. Podczas procesu oscylacji L1 w sposób ciągły uzupełnia energię do oscylatora LC.

III. Obliczanie przełączania zerowego napięcia (ZVS).

1. Obliczanie amplitudy przebiegu

Z wykresu przebiegu widać, że przebieg w punkcie „b” L1 jest wartością bezwzględną fali sinusoidalnej (tj. napięciem, które spada poniżej Vbm). Wykorzystując stan ustalony, w którym całka napięcia na cewce wynosi zero, a całka prądu na kondensatorze wynosi zero, można obliczyć amplitudę napięcia w punkcie „b”.

Zakładając, że napięcie w punkcie „b” wynosi , a napięcie zasilania wynosi Vcc,

Następnie napięcie na obu końcach L1 wynosi w związku z tym ,

Całkowanie napięcia na obu końcach L1...obliczone jako,

Z wykresu przebiegu można zaobserwować, że napięcie w punkcie „b” stanowi połowę napięcia między punktami „a” i „c”. Dlatego napięcie na końcach „a” i „c”, które jest jednocześnie napięciem na C1, wynosi...w związku z tym, .

2. Obliczanie prądu cewki indukcyjnej

Kiedy już znamy napięcie na kondensatorze C1, wynosi , możemy obliczyć maksymalny prąd szczytowy w cewce indukcyjnej, korzystając ze wzorów na energię zmagazynowaną w kondensatorze i energię zmagazynowaną w cewce indukcyjnej. Maksymalny prąd szczytowy w cewce jest określony wzorem: , gdzie L jest wartością indukcyjności pomiędzy punktami „a” i „c”.

Jak widać, przy większej wartości pojemności (C) i mniejszej wartości indukcyjności (L) prąd płynący przez cewkę rośnie. Powoduje to silniejsze pole magnetyczne i prowadzi do nagrzewania indukcyjnego elektromagnetycznego. Jednakże, gdy prąd płynący przez cewkę indukcyjną staje się zbyt duży, musimy wziąć pod uwagę straty w jej rezystancji. Dodatkowo maksymalny prąd przepływający przez kondensator jest równy maksymalnemu prądowi płynącemu przez cewkę indukcyjną. Dlatego przy wyborze kondensatora rezonansowego musimy wziąć pod uwagę jego maksymalny prąd znamionowy.

3. Obliczanie częstotliwości rezonansowej

Ponieważ jest to rezonans równoległy LC, częstotliwość rezonansową można obliczyć jako

4. Obliczanie prądu szczytowego AC na cewce indukcyjnej L1

Gdy wartość indukcyjności L1 jest stosunkowo duża, przepływający przez niego prąd jest głównie prądem stałym, kompensując energię traconą w oscylacjach. Ponieważ znana jest amplituda w punkcie „b”, możemy obliczyć szczytowy prąd przemienny w L1 podczas jednego cyklu oscylacji (rzeczywisty prąd szczytowy jest sumą prądu stałego i szczytowego prądu przemiennego).

Napięcie w punkcie „b”, Vb, jest równe Vcc przez czas t:

Dlatego całkując napięcie,, możemy obliczyć prąd szczytowy przepływający przez L1. Mały L1 spowoduje duży prąd szczytowy, co prowadzi do niepotrzebnych strat.

Rozwiązanie PD (Power Delivery) o mocy 100 W wykorzystujące topologię przełączania przy zerowym napięciu (ZVS).

Rosnące zapotrzebowanie na akumulatory o większej pojemności i krótszy czas ładowania podniosło wymagania dotyczące mocy ładowarek. Osiągnięcie dużej mocy w małej obudowie stanowi poważne wyzwanie, prowadzące do różnych innowacyjnych rozwiązań, w tym topologii ZVS, przełączników o wysokiej wydajności, innowacyjnych metod pakowania i zastosowania materiałów o szerokiej przerwie energetycznej w celu spełnienia wymagań projektowych.

Celem jest osiągnięcie sprawności na poziomie 94% i gęstości mocy 23 W/cal3 poprzez wykorzystanie przełączników mocy i nowatorskich struktur topologicznych.

Aby osiągnąć wyższą gęstość mocy, należy wybrać odpowiednią strukturę topologii, specyfikacje, wymiary i zaawansowane techniki sterowania. Na obecnym rynku ładowarek mobilnych dużej mocy dostępnych jest wiele rozwiązań dla ładowarek USB-PD dużej mocy, w tym PFC+QR i PFC+LLC. Jednakże rozwiązania te mają pewne ograniczenia, takie jak niezdolność QR do osiągnięcia miękkiego przełączania i trudność w zastosowaniu topologii LLC do projektowania zmiennego napięcia wyjściowego.

W odpowiedzi na te wyzwania firma Infineon wprowadziła nową, asymetryczną hybrydową topologię typu flyback z półmostkiem (jak pokazano na rysunku 1). Półmostek i kondensator szeregowy wspólnie napędzają konwencjonalny transformator typu flyback. Główna indukcyjność pierwotna transformatora typu flyback i kondensator szeregowy tworzą obwód rezonansowy, który umożliwia zachowanie charakterystyki ZVS przełączników półmostkowych i zapewnia rezonansowe przenoszenie mocy podczas konwencjonalnej fazy rozmagnesowania transformatora typu flyback. Podczas normalnej pracy cykl ładowania i związana z nim moc są kontrolowane przez szczytowy prąd stały, podczas gdy faza rozmagnesowania jest kontrolowana przez czas, aby zapewnić prawidłowe ujemne namagnesowanie wstępne, spełniając w ten sposób wymagane warunki ZVS dla przełączników półmostkowych.

Rysunek 1: Uproszczony schemat ideowy asymetrycznej topologii typu flyback z półmostkiem.

Obwód mocy po stronie pierwotnej realizowany jest poprzez obwód rezonansowy LC, który jest napędzany półmostkiem podobnym do przetwornika LLC. Cewka rezonansowa Lr jest cewką szeregową, która może być indukcyjnością rozproszenia transformatora lub indukcyjnością rozproszenia w połączeniu z cewką zewnętrzną. Lm oznacza główną indukcyjność transformatora. Ten sam efekt konwersji można również osiągnąć łącząc kondensator rezonansowy Cr i cewkę pierwotną transformatora pomiędzy węzłem dodatnim a punktem środkowym półmostka. Gdy przełącznik strony wysokiego napięcia HS przewodzi, energia będzie magazynowana w Cr i Lm, a energia zmagazynowana w każdym elemencie będzie się zmieniać w zależności od napięcia wejściowego i częstotliwości przełączania (jak pokazano na rysunku 2).

Po wyłączeniu przełącznika strony górnej HS prąd w transformatorze wymusi spadek napięcia w punkcie środkowym półmostka VHB, aż dioda korpusu przełącznika strony dolnej zablokuje napięcie. Następnie przełącznik strony dolnej włącza się przy zerowym napięciu, podczas gdy faza transformatora odwraca się, a energia jest przekazywana do strony wtórnej. Po wyłączeniu przełącznika strony dolnej, ujemny prąd indukowany w transformatorze w poprzednim etapie wymusi wzrost napięcia w punkcie środkowym półmostka VHB, aż napięcie zacisku diody korpusu przełącznika strony górnej HS, podobnie jak w poprzednim etapie. W warunkach ZVS, HS jest włączony, a LS jest wyłączony, ale prąd w obwodzie rezonansowym transformatora jest nadal ujemny, co oznacza, że ​​nadmiar energii w obwodzie rezonansowym powróci do końca wejściowego.

Dlaczego warto wybrać hybrydową topologię flyback?

W porównaniu z innymi topologiami typu flyback, hybrydowy transformator typu flyback musi magazynować mniej energii, co pomaga zmniejszyć rozmiar ładowarki.

Hybrydowy układ flyback umożliwia osiągnięcie pełnego ZVS po stronie pierwotnej i pełnego ZCS po stronie wtórnej, a także można odzyskać energię wycieku, poprawiając w ten sposób wydajność.

Jak pokazano w poniższym wzorze, napięcie wyjściowe zmienia się w zależności od cyklu pracy. W przypadku hybrydowego układu flyback znacznie łatwiej jest uzyskać sygnał wyjściowy o szerokim zakresie napięcia, przezwyciężając ograniczenia topologii LLC w zastosowaniach o szerokim zakresie napięcia wyjściowego.

Vout: Napięcie wyjściowe

D: cykl pracy

Vin: napięcie wejściowe

Lm: Indukcyjność transformatora

N: Współczynnik zwojów transformatora

Lr: Indukcyjność rozproszenia transformatora

Projekt referencyjny USB-PD firmy Infineon o mocy 100 W

Kompletne rozwiązanie przedstawiono na rysunku 3. Stopień PFC wykorzystuje tranzystor CoolMOS™ IRS2505 o krytycznym trybie przewodzenia i obudowę ThinPAK IPL60R185C7, natomiast stopień DC-DC wykorzystuje cyfrowy regulator PWM XDPS2201 i IPLK60R360PFD7. Jednocześnie układ BSC028N06NS pełni funkcję synchronicznego przełącznika prostowniczego (który w przyszłości można zastąpić niskonapięciowym układem ISZ0702NLS, zaprojektowanym specjalnie do synchronicznego prostowania ładowarek, aby jeszcze bardziej zwiększyć opłacalność). Kontrolerem protokołu jest układ CYPD3174, a tranzystor MOSFET z kanałem p BSZ086N03NS3 pełni funkcję wyjściowego wyłącznika bezpieczeństwa.

Dzięki tej konfiguracji szczytowa wydajność może osiągnąć 94%, a pobór mocy w trybie gotowości jest mniejszy niż 60 mW.

Najwyższa wydajność:

Wybór odpowiedniego tranzystora MOSFET wysokiego napięcia ma kluczowe znaczenie

Technologia miękkiego przełączania pozwala urządzeniu pracować w trybie przełączania przy zerowym napięciu (ZVS), gdzie tranzystor MOSFET włącza się dopiero po osiągnięciu przez napięcie dren-źródło 0 V (lub bliskiego 0 V). Strategia ta eliminuje straty przewodzenia, które zazwyczaj są głównymi czynnikami całkowitych strat przełączania. Niestety, ze względu na „niezerową” naturę strat kondensatora wyjściowego, wszystkie wysokonapięciowe tranzystory MOSFET SJ charakteryzują się dodatkową stratą energii podczas ładowania i rozładowywania pojemności wyjściowej tranzystora MOSFET (Coss). Dlatego nawet w warunkach ZVS nie jest możliwe odzyskanie całej energii zgromadzonej w kondensatorze wyjściowym (Eoss). Zjawisko to jest związane z histerezą Coss, którą można zaobserwować w pomiarach sygnału o większej mocy podczas cyklu ładowania/rozładowywania Coss. W związku z tym straty te są często nazywane stratami histerezowymi Coss (Eoss,hys).

Dzięki zaawansowanej technologii SJ firmy Infineon seria CoolMOS™ PFD7 jeszcze bardziej redukuje straty histerezowe, przyczyniając się tym samym do jeszcze większej poprawy wydajności.

Wniosek

Oparta na cyfrowym układzie XDPS2201, topologia quasi-rezonansowa ZVS pozwala na osiągnięcie ZVS i ZCS przy różnych warunkach napięcia wejściowego i prądu wyjściowego. Dodatkowo, umożliwia odzyskiwanie energii z indukcyjności upływu transformatora. Wysokowydajne tranzystory MOSFET mocy przyczyniają się do osiągnięcia sprawności do 94% w konstrukcji USB-PD o mocy 100 W i wymiarach 60 mm x 40 mm x 18 mm.