Công nghệ Chuyển mạch điện áp bằng không (ZVS) / Chuyển mạch dòng điện bằng không (ZCS), còn được gọi là công nghệ chuyển mạch mềm, có thể cải thiện hiệu suất của các bộ nguồn chuyển mạch mềm công suất thấp lên tới 80% đến 85%. Vào những năm 1970, bộ nguồn chuyển mạch cộng hưởng đã đặt nền móng cho công nghệ chuyển mạch mềm.

 
Giới thiệu cơ bản

Bộ nguồn ở chế độ chuyển mạch PLC hoạt động ở chế độ chuyển mạch cứng, trong đó dạng sóng điện áp và dòng điện chồng lên nhau trong quá trình bật/tắt, dẫn đến tổn thất chuyển mạch lớn. Mặc dù hoạt động tần số cao có thể làm giảm kích thước và trọng lượng nhưng tổn thất chuyển mạch lại tăng lên. Vì vậy, cần nghiên cứu các công nghệ trong đó dạng sóng điện áp/dòng điện không trùng nhau trong quá trình chuyển mạch, gọi là công nghệ ZVS/ZCS hay công nghệ chuyển mạch mềm. Hiệu suất của nguồn cung cấp năng lượng chuyển mạch mềm công suất thấp có thể được cải thiện lên 80% đến 85%. Nguồn cung cấp năng lượng chuyển mạch cộng hưởng vào những năm 1970 đã đặt nền móng cho công nghệ chuyển mạch mềm. Kể từ đó, các công nghệ chuyển mạch mềm mới đã xuất hiện, chẳng hạn như công nghệ bán cộng hưởng (vào giữa những năm 1980), ZVS-PWM chuyển pha toàn cầu, ZVS-PWM/ZCS-PWM tần số không đổi (vào cuối những năm 1980) , Kẹp hoạt động ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (vào đầu những năm 1990), ZV-ZCS-PWM chuyển pha toàn cầu (vào giữa những năm 1990), v.v. Trung Quốc đã áp dụng công nghệ mềm mới nhất- chuyển đổi công nghệ sang nguồn điện truyền thông 6kW với hiệu suất 98%.

 
Ứng dụng công nghệ

 
Các yêu cầu chính đối với bộ điều chỉnh Buck thường là kích thước và hiệu suất. Vì diện tích bảng mạch in rất quý giá nên không nhà thiết kế nào muốn phân bổ thêm không gian cho giải pháp thiết kế nguồn. Ngoài ra, khi bộ vi điều khiển và bộ xử lý tín hiệu số (DSP) tiếp tục phát triển, các giải pháp thiết kế bảng mạch cũng tiếp tục được nâng cấp. Mặc dù sức mạnh đã tăng lên nhưng kích thước sản phẩm không thể tăng lên. Do đó, bộ điều chỉnh mật độ cao đã được phát triển với sự cải tiến của tích hợp IC, công nghệ MOSFET và quy trình đóng gói mới nhất. Mặc dù vậy, các bộ điều chỉnh này vẫn không thể đáp ứng yêu cầu ứng dụng của các hệ thống mới, đặc biệt khi mật độ năng lượng trong hệ thống tiếp tục tăng. Lý do chính là tổn thất chuyển mạch cản trở hiệu suất bên trong của MOSFET của bộ điều chỉnh. Nếu những vấn đề mất mát này không được giải quyết một cách cơ bản thì chỉ có thể mong đợi những cải thiện hiệu suất nhỏ.

 
Lý do lựa chọn

Nguyên nhân chính gây ra tổn thất chuyển mạch là: thứ nhất, chuyển mạch cứng. Hiện nay, hầu hết các cấu trúc liên kết bộ điều chỉnh Buck không cách ly đều có tổn thất chuyển mạch cao. Lý do là trong thời gian bật/tắt, MOSFET đồng thời chịu dòng điện cao và điện áp cao. Khi tần số chuyển mạch và điện áp đầu vào tăng lên, những tổn thất này cũng tăng lên, hạn chế tần số hoạt động, hiệu suất và mật độ công suất tối đa có thể đạt được. Thứ hai, tổn thất ổ đĩa cổng. Bởi vì điện tích Miller trong mạch truyền động cổng có mức tiêu thụ điện năng cao nên tổn thất truyền động cổng của cấu trúc liên kết chuyển mạch cứng cũng cao. Thứ ba, dẫn diode cơ thể. Khi bật và tắt MOSFET phía cao, dòng điện có xung cao sẽ chạy qua diode thân của MOSFET phía thấp. Thời gian dẫn của diode cơ thể càng dài thì tổn thất phục hồi ngược và tổn thất dẫn truyền của diode cơ thể càng cao. Sự dẫn truyền của diode cơ thể cũng có thể gây ra hiện tượng vọt lố và gây ra tiếng chuông. Tổn thất chuyển mạch cũng hạn chế tần số chuyển mạch của bộ điều chỉnh. Tần số chuyển mạch càng cao thì thời gian chuyển mạch MOSFET càng dài và tổn thất càng lớn. Nếu công tắc không thể chuyển mạch ở tần số cao thì việc sử dụng các linh kiện thụ động nhỏ hơn (điện trở, tụ điện và cuộn cảm) sẽ bị hạn chế, ảnh hưởng đến mật độ bộ điều chỉnh. Nhiều nhà thiết kế điện tử hy vọng sử dụng ZVS tại điểm tải.

Để giải quyết những vấn đề này, Picor đã giới thiệu một nền tảng bộ điều chỉnh chuyển mạch mềm, hiệu suất cao, tích hợp cao, có thể hoạt động ở tần số cao, giảm đáng kể tổn thất chuyển mạch và nâng cao hiệu quả.

I. Bối cảnh ứng dụng ZVS

Chuyển mạch điện áp bằng không (ZVS) đề cập đến khi tắt ống công tắc, điện áp ở cả hai đầu của ống công tắc đã bằng 0. Bằng cách này, có thể giảm thiểu tổn thất chuyển mạch của ống công tắc. Các bộ nguồn cộng hưởng mà chúng ta thường sử dụng, chẳng hạn như bếp từ và bộ nguồn LLC, đều là những bộ nguồn cộng hưởng. Bộ sạc thông thường là nguồn cung cấp năng lượng chuyển đổi cứng, có tổn thất cao hơn các nguồn cung cấp năng lượng cộng hưởng này. Vì vậy, ZVS có thể đạt được hiệu quả rất cao. Ví dụ như ở bếp từ, khi chúng ta điều chỉnh công suất ở mức tương đối cao thì nó sẽ tiếp tục nóng; khi chỉnh nguồn xuống mức thấp hơn thì bắt đầu nóng ngắt quãng do không thể đạt đến trạng thái cộng hưởng. Các bộ nguồn chuyển mạch cứng như bộ sạc thông thường của chúng ta luôn dao động liên tục bất kể có tải hay không tải. Tuy nhiên, ZVS có một nhược điểm là phạm vi điều chỉnh của nó nhìn chung hẹp.

 
II. Nguyên lý chuyển mạch điện áp bằng không (ZVS)

Hình 2-1 Sơ đồ nguyên lý chuyển mạch điện áp XNUMX (Nguồn điện DC)

Hình 2-2 Dạng sóng chuyển mạch điện áp 2 và dạng sóng của nó ở tXNUMX

Khi cấp nguồn, dòng điện chạy qua L1 bằng không. Nguồn điện bật Q1 và Q2 qua R1 và R2, dòng điện qua L1 tăng dần. Do sự khác biệt về đặc tính giữa hai Transistor chuyển mạch nên dòng điện chạy vào Q1 và Q2 sẽ khác nhau. Giả sử dòng điện qua Q1 lớn hơn Q2 thì điện áp cổng Q1 sẽ cao hơn Q2. Thông qua các điốt D1 và D2, điện áp tại điểm 'a' sẽ thấp hơn điểm 'c', dẫn đến điện áp cảm ứng có 'b' dương và 'a' âm. Điều này tạo thành phản hồi tích cực thông qua T1, khiến Q1 bật và Q2 tắt, hoàn tất quá trình khởi động.

(Khoảng thời gian t0~t1) Trong trạng thái ổn định khi Q1 đang dẫn điện, dòng điện ở giai đoạn trước qua T1 là từ 'a' đến 'c' và điện áp trên C1 bằng 1. Vì dòng điện không thể thay đổi đột ngột, dòng điện qua T1 tích điện cho C1, dần dần tạo ra điện áp trên C0 với 'a' âm và 'c' dương, tạo thành dạng sóng hình sin ngày càng tăng. Lúc này, điện áp 'a' bị Q1 kéo xuống 1V khiến điện áp tại điểm 'c' tăng theo hình sin. Điện áp cổng của Q3 được kẹp bởi diode tham chiếu điện áp D1, giữ cho QXNUMX hoạt động theo kiểu đồng hồ.

 
Hình 2-3 (t0~t1) Q1 Dẫn điện, T1 Sạc C1

3. (Khoảng thời gian t1~t2) C1 bắt đầu phóng điện qua T1 từ điểm 'c' đến điểm 'a', làm cho điện áp trên C1, tức là điện áp tại điểm 'c', giảm theo hình sin. Đồng thời, dòng điện qua T1 tăng hình sin từ điểm 'c' đến điểm 'a'.

Hình 2-4 (t1~t2) Phóng điện cuộn dây C1 đến T1, khi điện áp trên C1 ở khoảng 0, Q1 tắt và Q2 bật.

4. (Khoảng thời gian t2) Khi C1 gần như phóng điện, điện áp tại điểm 'c' giảm xuống xung quanh điện áp ngưỡng của bóng bán dẫn MOS, khiến Q1 đi vào vùng khuếch đại thông qua D2. Lúc này, dòng phóng điện của C1 qua cuộn dây T1 từ điểm 'c' đến điểm 'a' đạt giá trị cực đại. Đồng thời, khi Q1 đi vào vùng khuếch đại, điện áp tại điểm 'a' tăng dần và Q2 cũng đi vào vùng khuếch đại thông qua D1.

5. (Khoảng thời gian t2) C1 được phóng điện hoàn toàn và dòng điện qua cuộn dây T1 từ điểm 'c' đến điểm 'a' đạt giá trị cực đại. Nó bắt đầu tích điện C1, dẫn đến điện áp trên C1 có 'a' dương và 'c' âm, trong khi điện áp trên C1 tăng theo hình sin. Lúc này, cả hai bóng bán dẫn MOS đồng thời tiến vào vùng khuếch đại.

6. (Hình bên phải) Do T1 nạp điện liên tục cho C1 nên điện áp trên C1 dương tại điểm 'a' và âm tại điểm 'c'. Qua hai điốt, điện áp cổng Q2 tăng lên và điện áp cổng Q1 giảm dần, tạo thành phản hồi dương. Kết quả là Q2 bật và Q1 tắt.

7. Quá trình dẫn điện của Q2 tương tự như quá trình dẫn điện của Q1.

8. Giá trị độ tự cảm của L1 lớn hơn giá trị của T1 và dòng điện qua L1 tương đối không đổi trong toàn bộ chu kỳ dao động. Trong quá trình dao động, L1 liên tục bổ sung năng lượng cho bộ dao động LC.

III. Tính toán chuyển mạch điện áp bằng không (ZVS)

1. Tính biên độ dạng sóng

Từ đồ thị dạng sóng, có thể thấy dạng sóng tại điểm 'b' của L1 là giá trị tuyệt đối của sóng hình sin (tức là điện áp giảm xuống Vbm bên dưới). Bằng cách sử dụng điều kiện trạng thái ổn định trong đó tích phân điện áp trên cuộn cảm bằng XNUMX và tích phân dòng điện trên tụ điện bằng XNUMX, có thể tính được biên độ của điện áp tại điểm 'b'.

Giả sử điện áp tại điểm 'b' là , và điện áp của nguồn điện là Vcc,

Khi đó điện áp ở hai đầu của L1 là vì thế ,

Tích hợp điện áp trên cả hai đầu của L1...được tính như,

Từ đồ thị dạng sóng, có thể thấy rằng điện áp tại điểm 'b' bằng một nửa điện áp giữa các điểm 'a' và 'c'. Do đó, điện áp ở hai đầu 'a' và 'c', cũng là điện áp trên C1, là...vì thế, .

2. Tính dòng điện cảm ứng

Khi biết điện áp trên tụ C1 là , chúng ta có thể tính cường độ dòng điện cực đại trong cuộn cảm bằng cách sử dụng công thức tính năng lượng tích trữ trong tụ điện và năng lượng tích trữ trong cuộn cảm . Cường độ dòng điện cực đại trong cuộn cảm được tính theo công thức: , trong đó L là giá trị độ tự cảm giữa các điểm 'a' và 'c'.

Như chúng ta có thể thấy, với giá trị điện dung (C) lớn hơn và giá trị điện cảm (L) nhỏ hơn, dòng điện qua cuộn cảm tăng lên. Điều này dẫn đến từ trường mạnh hơn và dẫn đến hiện tượng nóng lên do cảm ứng điện từ. Tuy nhiên, khi dòng điện qua cuộn cảm trở nên quá lớn, chúng ta cần xem xét tổn thất trên điện trở của nó. Ngoài ra, dòng điện cực đại chạy qua tụ điện bằng dòng điện cực đại qua cuộn cảm. Vì vậy, khi chọn tụ điện cộng hưởng, chúng ta cần tính đến dòng điện định mức tối đa của nó.

3. Tính tần số cộng hưởng

Vì đây là cộng hưởng song song LC nên tần số cộng hưởng có thể được tính như sau

4. Tính dòng điện xoay chiều cực đại trên cuộn cảm L1

Khi giá trị điện cảm của L1 tương đối lớn thì dòng điện chạy qua nó chủ yếu là DC, bù đắp phần năng lượng bị mất đi trong dao động. Vì biên độ tại điểm 'b' đã biết nên chúng ta có thể tính dòng điện xoay chiều cực đại ở L1 trong một chu kỳ dao động (dòng điện cực đại thực tế là tổng của dòng điện một chiều và dòng điện xoay chiều cực đại).

Điện áp tại điểm 'b', Vb, bằng Vcc trong khoảng thời gian t:

Vì vậy, bằng cách tích hợp điện áp,, chúng ta có thể tính được dòng điện cực đại chạy qua L1. L1 nhỏ sẽ tạo ra dòng điện cực đại lớn, dẫn đến tổn thất không cần thiết.

Giải pháp PD (Power Delivery) 100W sử dụng cấu trúc liên kết chuyển mạch điện áp bằng XNUMX (ZVS).

Nhu cầu ngày càng tăng về dung lượng pin lớn hơn và thời gian sạc ngắn hơn đã làm tăng yêu cầu về nguồn điện của bộ sạc. Việc đạt được công suất cao trong một hệ số dạng nhỏ đặt ra một thách thức đáng kể, dẫn đến nhiều giải pháp cải tiến khác nhau bao gồm cấu trúc liên kết ZVS, bộ chuyển mạch hiệu suất cao, phương pháp đóng gói cải tiến và việc sử dụng vật liệu có dải rộng để đáp ứng các yêu cầu thiết kế.

Mục tiêu là đạt được hiệu suất 94% và mật độ công suất 23W/in3 bằng cách sử dụng các công tắc nguồn và cấu trúc cấu trúc liên kết mới.

Để đạt được mật độ năng lượng cao hơn, cần phải chọn cấu trúc liên kết, thông số kỹ thuật, kích thước và kỹ thuật điều khiển tiên tiến phù hợp. Trên thị trường bộ sạc di động công suất cao hiện nay, có nhiều giải pháp dành cho bộ sạc USB-PD công suất cao, bao gồm PFC+QR và PFC+LLC. Tuy nhiên, các giải pháp này có những hạn chế nhất định, chẳng hạn như QR không có khả năng chuyển đổi mềm và khó sử dụng cấu trúc liên kết LLC cho thiết kế điện áp đầu ra thay đổi.

Để đối phó với những thách thức này, Infineon đã giới thiệu cấu trúc liên kết flyback lai nửa cầu không đối xứng mới (như trong Hình 1). Tụ điện nửa cầu và tụ điện nối tiếp dẫn động chung cho máy biến áp flyback thông thường. Độ tự cảm chính của máy biến áp flyback và tụ điện nối tiếp tạo thành mạch cộng hưởng, cho phép thực hiện đặc tính ZVS của các công tắc nửa cầu và cung cấp khả năng truyền tải cộng hưởng trong giai đoạn khử từ thông thường của máy biến áp flyback. Trong quá trình hoạt động bình thường, chu kỳ sạc và nguồn điện liên quan được điều khiển bằng dòng điện DC đỉnh, trong khi giai đoạn khử từ được điều khiển bằng thời gian để đảm bảo từ hóa trước âm thích hợp, do đó đáp ứng các điều kiện ZVS cần thiết cho các công tắc nửa cầu.

Hình 1: Sơ đồ đơn giản của cấu trúc liên kết flyback nửa cầu không đối xứng.

Mạch điện ở phía sơ cấp được thực hiện thông qua mạch cộng hưởng LC, được điều khiển bởi một nửa cầu tương tự như bộ chuyển đổi LLC. Cuộn cảm cộng hưởng Lr là cuộn cảm mắc nối tiếp, có thể là cuộn cảm rò của máy biến áp hoặc cuộn cảm rò kết hợp với cuộn cảm bên ngoài. Lm đại diện cho độ tự cảm chính của máy biến áp. Hiệu ứng chuyển đổi tương tự cũng có thể đạt được bằng cách nối tụ điện cộng hưởng Cr và cuộn sơ cấp của máy biến áp giữa nút dương và điểm giữa của nửa cầu. Khi công tắc phía cao HS đang dẫn điện, năng lượng sẽ được lưu trữ trong Cr và Lm, và năng lượng được lưu trữ trong mỗi thành phần sẽ thay đổi theo điện áp đầu vào và tần số chuyển mạch (như trong Hình 2).

Khi tắt công tắc phía cao HS, dòng điện trong máy biến áp sẽ buộc điểm giữa của nửa cầu VHB hạ xuống cho đến khi diode thân của công tắc phía thấp kẹp chặt điện áp. Sau đó, công tắc phía thấp bật ở điện áp bằng 0 trong khi pha của máy biến áp đảo ngược và năng lượng được truyền sang phía thứ cấp. Khi công tắc phía thấp tắt, dòng điện âm sinh ra trong máy biến áp ở giai đoạn trước sẽ ép điện áp tại điểm giữa của nửa cầu VHB tăng lên cho đến khi điện áp kẹp diode thân của công tắc phía cao HS, tương tự. đến giai đoạn trước. Trong điều kiện ZVS, HS được bật trong khi LS tắt, nhưng dòng điện trong mạch cộng hưởng của máy biến áp vẫn âm, nghĩa là năng lượng dư thừa trong mạch cộng hưởng sẽ được đưa trở lại đầu vào.

Tại sao chọn cấu trúc liên kết lai flyback?

So với các cấu trúc liên kết flyback khác, máy biến áp flyback hybrid cần lưu trữ ít năng lượng hơn, giúp giảm kích thước của bộ sạc.

Flyback lai có thể đạt được ZVS hoàn chỉnh ở phía sơ cấp và ZCS hoàn chỉnh ở phía thứ cấp, đồng thời năng lượng rò rỉ cũng có thể được phục hồi, nhờ đó nâng cao hiệu quả.

Như thể hiện trong công thức sau, điện áp đầu ra thay đổi theo chu kỳ hoạt động. Đối với flyback hybrid, việc đạt được đầu ra dải điện áp rộng sẽ dễ dàng hơn nhiều, khắc phục những hạn chế của cấu trúc liên kết LLC trong các ứng dụng đầu ra điện áp rộng.

Vout: Điện áp đầu ra

D: Chu kỳ nhiệm vụ

Vin: Điện áp đầu vào

Lm: Độ tự cảm của máy biến áp

N: Tỷ số vòng dây máy biến áp

Lr: Độ tự cảm rò rỉ của máy biến áp

Thiết kế tham chiếu USB-PD 100W của Infineon

Giải pháp hoàn chỉnh được thể hiện trong Hình 3. Tầng PFC sử dụng IRS2505 chế độ dẫn điện tới hạn và gói ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS?, trong khi tầng DC-DC sử dụng bộ điều khiển PWM kỹ thuật số XDPS2201 và IPLK60R360PFD7. Đồng thời, BSC028N06NS được sử dụng làm công tắc chỉnh lưu đồng bộ (có thể được thay thế bằng ISZ0702NLS điện áp thấp được thiết kế riêng cho chỉnh lưu đồng bộ bộ sạc trong tương lai để cải thiện hiệu quả chi phí hơn nữa). Bộ điều khiển giao thức là CYPD3174, và MOS kênh p BSZ086N03NS3 được sử dụng làm công tắc an toàn đầu ra.

Thông qua cấu hình này, hiệu suất cao nhất có thể đạt tới 94% và mức tiêu thụ điện ở chế độ chờ dưới 60mW.

Hiệu quả cao nhất:

Việc lựa chọn MOSFET điện áp cao phù hợp là rất quan trọng

Công nghệ chuyển mạch mềm cho phép thiết bị hoạt động ở chế độ Chuyển mạch điện áp bằng 0 (ZVS), trong đó MOSFET chỉ bật sau khi điện áp nguồn thoát của nó đạt 0V (hoặc gần XNUMXV). Chiến lược này giúp loại bỏ tổn thất truyền tải, vốn thường là nguyên nhân chính gây ra tổng tổn thất chuyển mạch. Thật không may, do tính chất "tổn hao khác XNUMX" của tụ điện đầu ra, tất cả các MOSFET SJ điện áp cao đều bị tổn thất bổ sung được gọi là tổn thất năng lượng trong quá trình sạc và xả điện dung đầu ra MOSFET (Coss). Vì vậy, ngay cả khi hoạt động trong điều kiện ZVS cũng không thể phục hồi toàn bộ năng lượng tích trữ trong tụ điện đầu ra (Eoss). Hiện tượng này liên quan đến đặc tính trễ của Coss, có thể được quan sát thông qua các phép đo tín hiệu lớn hơn trong chu kỳ sạc/xả Coss. Kết quả là những tổn hao này thường được gọi là tổn hao trễ Coss (Eoss,hys).

Nhờ công nghệ SJ tiên tiến của Infineon, dòng CoolMOS® PFD7 giúp giảm thiểu tổn thất trễ, do đó giúp cải thiện hiệu suất hơn nữa.

Kết luận

Dựa trên XDPS2201 kỹ thuật số, cấu trúc liên kết bán cộng hưởng ZVS có thể đạt được ZVS và ZCS trong các điều kiện dòng điện đầu ra và điện áp đầu vào khác nhau. Ngoài ra, nó còn có thể thu hồi năng lượng từ điện cảm rò rỉ của máy biến áp. MOSFET công suất hiệu suất cao góp phần đạt được hiệu suất lên tới 94% trong thiết kế USB-PD 100W với kích thước 60mm x 40mm x 18mm.