零電壓開關（ZVS）/零電流開關（ZCS）技術也稱為軟開關技術，可將小功率軟開關電源的效率提高高達80%至85%。 1970 世紀 XNUMX 年代，諧振開關電源為軟開關技術奠定了基礎。

 
基本介紹

PWM開關電源工作在硬開關模式，在開/關過程中電壓和電流波形重疊，導致開關損耗較大。雖然高頻操作可以減少尺寸和重量，但開關損耗會增加。因此，有必要研究開關時電壓/電流波形不重疊的技術，即ZVS/ZCS技術或軟開關技術。小功率軟開關電源的效率可提高到80%~85%。 1970年代的諧振開關電源為軟開關技術奠定了基礎。此後，新的軟開關技術不斷湧現，如準諧振（1980世紀1980年代中期）、全橋相移ZVS-PWM、恆頻ZVS-PWM/ZCS-PWM（1990年代末） 、ZVS-PWM主動鉗位元、ZVT-PWM/ZCT-PWM（1990年代初期）、全橋移相ZV-ZCS-PWM（6年代中期）等。

 
科技應用

 
降壓穩壓器的關鍵要求通常是尺寸和效率。由於印刷電路板面積非常寶貴，沒有設計人員願意為電源設計方案分配額外的空間。此外，隨著微控制器和數位訊號處理器 (DSP) 的不斷發展，電路板設計方案也不斷升級。雖然功率增加了，但產品尺寸卻無法增加。因此，隨著最新 IC 整合度、MOSFET 技術和封裝製程的改進，高密度穩壓器應運而生。即便如此，這些穩壓器仍然無法滿足新系統的應用要求，尤其是在系統內部功率密度不斷提高的情況下。主要原因是開關損耗阻礙了穩壓器 MOSFET 內部性能的發揮。如果不從根本解決這些損耗問題，則只能期望效能獲得微小的提升。

 
選擇理由

開關損耗主要有：第一，硬開關。目前大多數非隔離降壓穩壓器拓樸結構都存在較高的開關損耗。原因是在導通和關斷期間，MOSFET同時承受大電流和高電壓應力。當開關頻率和輸入電壓增加時，這些損耗也會增加，限制了所能達到的最大工作頻率、效率和功率密度。第二，柵極驅動損耗。由於閘極驅動電路中的米勒電荷功耗較高，因此硬開關拓樸結構的閘極驅動損耗也較高。第三，體二極體導通。當高階MOSFET導通和關斷時，會有較大的脈動電流流過低端MOSFET的體二極體。體二極體導通時間越長，反向恢復損耗和體二極體導通損耗越高。體二極體導通也會造成破壞性的過衝和振鈴。開關損耗也會限制穩壓器的開關頻率。開關頻率越高，MOSFET的開關時間越長，損耗越大。如果開關不能以高頻開關，較小被動元件（電阻、電容和電感）的使用將受到限制，從而影響穩壓器密度。許多電子設計人員希望在負載點使用ZVS。

針對這些問題，Picor推出了高效能、高整合度、軟開關降壓穩壓器平台，可在高頻下工作，大幅降低開關損耗並提高效率。

一、ZVS應用背景

零電壓開關（ZVS）是指當開關管關閉時，開關管兩端的電壓已經為0。我們平時使用的諧振電源，例如電磁爐、LLC電源等都是諧振電源。普通充電器是硬開關電源，其損耗比這些諧振電源高。因此，ZVS可以達到非常高的效率。例如電磁爐，當我們把功率調到比較高的時候，它就會持續加熱；當功率調低時，由於無法達到諧振狀態，因此開始間歇性發熱。硬開關電源就像我們普通的充電器一樣，無論加載或卸載，總是不斷振盪。然而，ZVS有一個缺點，那就是其調節範圍普遍較窄。

 
二.零電壓開關（ZVS）原理

圖 2-1 零電壓開關原理圖（直流電源）

圖 2-2 零電壓開關波形及其 t2 時的波形

通電時，流經L1的電流為零。電源通過R1和R2導通Q1和Q2，流經L1的電流逐漸增加。由於兩個開關管的特性差異，流入Q1和Q2的電流會有所不同。假設流過Q1的電流大於Q2，則Q1的閘極電壓會高於Q2的閘極電壓。透過二極體D1和D2，a點電壓會低於c點電壓，產生一個感應電壓，b為正，a為負。這透過T1形成正回饋，使Q1導通，Q2截止，完成啟動過程。

（時間間隔t0~t1）Q1導通的穩定狀態時，前一個週期流經T1的電流從a點流過c點，C1兩端電壓為零。由於電流無法突變，流經T1的電流對C1充電，逐漸產生a點為負、c點為正的電壓，形成逐漸增加的正弦波。此時，a點電壓被Q1拉低至0V，導致c點電壓呈現正弦波上升。 Q1的閘極電壓被電壓基準二極體D1箝位，使Q3以時脈方式保持導通。

 
圖 2-3 (t0~t1) Q1 導通，T1 對 C1 充電

3.(時間間隔t1～t2)C1開始經由T1從c點到a點放電，使C1兩端的電壓，即c點電壓呈現正弦曲線下降。同時，通過 T1 的電流從“c”點到“a”點正弦增加。

圖2-4（t1~t2）C1對T1繞組放電，當C1兩端電壓約0時，Q1截止，Q2導通。

4.（時間間隔t2）當C1幾乎放電完畢時，c點電壓下降到MOS管閾值電壓附近，導致Q1經由D2進入放大區。此時，C1通過T1繞組從c點到a點的放電電流達到最大值。同時，隨著Q1進入放大區，a點電壓逐漸上升，Q2也經由D1進入放大區。

5.（時間間隔t2）C1完全放電，經由T1繞組從c點到a點的電流達到最大值。它開始對 C1 充電，導致 C1 兩端的電壓為「a」為正，「c」為負，同時 C1 兩端的電壓呈現正弦曲線增加。此時，兩個MOS管同時進入放大區。

6. （右圖）由於T1持續對C1充電，C1兩端電壓在a點為正，在c點為負。通過兩個二極體，Q2閘極電壓升高，Q1閘極電壓逐漸降低，形成正回饋。結果，Q2導通，Q1截止。

7.Q2的導通過程與Q1類似。

8.L1的電感值比T1的電感值大，並且透過L1的電流在整個振盪週期內保持相對恆定。在振盪過程中，L1不斷向LC振盪器補充能量。

三．零電壓開關 (ZVS) 計算

1. 波形幅度的計算

從波形圖可以看出，L1的b點波形是正弦波的絕對值（即下降到Vbm以下的電壓）。透過使用電感器兩端的電壓積分為零且電容器兩端的電流積分為零的穩態條件，可以計算點「b」處的電壓幅度。

假設“b”點的電壓為 ，電源電壓為Vcc，

則L1兩端電壓為 因此 ，

對 L1 兩端的電壓進行積分...計算為，

從波形圖中可以看出，b 點的電壓是 a 點和 c 點之間電壓的一半。因此，'a'和'c'端的電壓，也就是​​C1兩端的電壓，是...因此， 。

2. 電感電流的計算

一旦我們知道電容器 C1 兩端的電壓，就是 ，我們可以使用電容器中儲存的能量和電感器中儲存的能量的公式計算電感器中的最大峰值電流。電感器中的最大峰值電流由以下公式給出： ，其中 L 是點“a”和“c”之間的電感值。

我們可以看到，電容 (C) 值較大且電感 (L) 值較小，流經電感器的電流會增加。這會產生更強的磁場並導致電磁感應加熱。然而，當通過電感的電流變得太大時，我們需要考慮其電阻的損耗。此外，流經電容器的最大電流等於流過電感器的最大電流。因此，在選擇諧振電容器時，需要考慮其最大額定電流。

3. 諧振頻率的計算

由於這是 LC 並聯諧振，因此諧振頻率可以計算為

4. 電感L1上交流峰值電流的計算

當L1的電感值較大時，流經它的電流主要是直流，補償振盪中損失的能量。由於b點的振幅已知，我們可以計算出L1在一個振盪週期內的峰值交流電流（實際峰值電流為直流電流與峰值交流電流總和）。

在一段時間 t 內，「b」點的電壓 Vb 等於 Vcc：

因此，透過對電壓進行積分，，我們可以計算出流經L1的峰值電流。 L1太小，會導致峰值電流很大，造成不必要的損耗。

採用零電壓開關 (ZVS) 拓樸的 100W PD（供電）解決方案。

隨著人們對更大電池容量和更短充電時間的需求不斷增加，充電器功率的要求也隨之提高。在小外形尺寸中實現高功率提出了重大挑戰，從而催生了各種創新解決方案，包括 ZVS 拓撲、高性能開關、創新封裝方法以及使用寬頻隙材料來滿足設計要求。

目標是透過利用電源開關和新穎的拓撲結構來實現 94% 的效率和 23W/in3 的功率密度。

為了實現更高的功率密度，需要選擇合適的拓樸結構、規格、尺寸和先進的控制技術。目前大功率行動充電器市場中，大功率USB-PD充電器有多種解決方案可供選擇，包括PFC+QR和PFC+LLC。然而，這些解決方案具有一定的局限性，例如QR無法實現軟開關以及使用LLC拓撲進行可變輸出電壓設計的困難。

為了因應這些挑戰，英飛凌推出了新型非對稱半橋混合反激拓樸（如圖1）。半橋和串聯電容器共同驅動傳統的反激變壓器。反激變壓器的主初級電感和串聯電容器形成諧振電路，其實現半橋開關的ZVS特性，並在反激變壓器的傳統退磁階段提供諧振功率傳輸。正常工作時，充電週期和相關功率由峰值直流電流控制，而退磁階段由時序控制，以確保適當的負預磁，從而滿足半橋開關所需的ZVS條件。

圖 1：非對稱半橋反激式拓樸的簡化示意圖。

初級側的電源電路透過LC諧振電路實現，該電路由類似LLC轉換器的半橋驅動。諧振電感Lr是串聯電感，可以是變壓器的漏感，也可以是與外部電感組合的漏感。 Lm代表變壓器的主電感。透過在半橋的正節點和中點之間連接諧振電容Cr和變壓器的初級線圈也可以達到相同的轉換效果。當高邊開關HS導通時，能量將儲存在Cr和Lm中，並且每個元件中儲存的能量將隨著輸入電壓和開關頻率的變化而變化（如圖2所示）。

當高階開關HS關閉時，變壓器中的電流將迫使半橋中點VHB下降，直到低端開關的體二極體箝位電壓。然後，低端開關在零電壓下導通，同時變壓器相位反轉，能量傳輸到次級。當低端開關關閉時，前一級變壓器中感應出的負電流將迫使半橋中點VHB的電壓上升，直到高端開關HS的體二極體箝位電壓，類似於前一級。在ZVS條件下，HS導通而LS關斷，但變壓器諧振電路中的電流仍為負，這表示諧振電路中多餘的能量將會回到輸入端。

為什麼選擇混合反激拓樸？

與其他反激拓撲相比，混合反激變壓器需要儲存更少的能量，這有助於減小充電器的尺寸。

混合反激式可以實現原邊完整的ZVS，副邊完整的ZCS，並且還可以回收洩漏能量，從而提高效率。

如下式所示，輸出電壓隨佔空比變化。對於混合反激式來說，更容易實現寬電壓範圍輸出，克服了LLC拓樸在寬電壓輸出應用的限制。

Vout：輸出電壓

D：佔空比

Vin：輸入電壓

Lm：變壓器電感

N：變壓器匝數比

Lr：變壓器漏電感

英飛凌的 100W USB-PD 參考設計

完整方案如圖3所示。 PFC級採用臨界導通模式IRS2505和ThinPAK封裝的IPL60R185C7 CoolMOS™，DC-DC級則採用數位PWM控制器XDPS2201和IPLK60R360PFD7。同時，採用BSC028N06NS作為同步整流開關（未來可替換為專為充電器同步整流設計的低電壓ISZ0702NLS，進一步提升性價比）。協定控制器採用CYPD3174，採用P通道MOS BSZ086N03NS3作為輸出安全開關。

透過這樣的配置，峰值效率可達94%，待機功耗小於60mW。

最高效率：

選擇合適的高壓MOSFET至關重要

軟開關技術使裝置能夠在零電壓開關 (ZVS) 下工作，即 MOSFET 僅在其漏源電壓達到 0V（或接近 0V）後才導通。這種策略消除了傳導損耗，而傳導損耗通常是總開關損耗的主要貢獻者。然而，由於輸出電容的「非零損耗」特性，所有高壓超結 MOSFET 都會在 MOSFET 輸出電容 (Coss) 充放電過程中產生額外的能量損耗，稱為能量損耗。因此，即使在 ZVS 條件下工作，也無法恢復輸出電容 (Eoss) 中儲存的所有能量。這種現象與 Coss 的滯後特性有關，可以透過在 Coss 充放電週期中測量更大的訊號來觀察。因此，這些損耗通常被稱為 Coss 滯後損耗 (Eoss,hys)。

由於英飛凌先進的SJ技術，CoolMOS? PFD7系列進一步降低了磁滯損耗，有助於進一步提高效率。

結語

基於數位XDPS2201的ZVS準諧振拓撲可在不同的輸入電壓和輸出電流條件下實現ZVS和ZCS。此外，它還能從變壓器漏電感中回收能量。高性能功率MOSFET有助於在尺寸為94mm x 100mm x 60mm的40W USB-PD設計中實現高達18%的效率。