Технология переключения при нулевом напряжении (ZVS)/переключения при нулевом токе (ZCS), также известная как технология мягкого переключения, может повысить эффективность маломощных источников питания с мягким переключением до 80–85%. В 1970-х годах резонансно-импульсные источники питания заложили основу для технологии мягкого переключения.

 
Основное введение

Импульсные источники питания с ШИМ работают в режиме жесткого переключения, при котором формы напряжения и тока перекрываются во время процесса включения/выключения, что приводит к большим потерям при переключении. Хотя высокочастотная работа позволяет уменьшить размер и вес, потери на переключение увеличиваются. Поэтому необходимо изучить технологии, в которых формы сигналов напряжения/тока не перекрываются во время переключения, что называется технологией ZVS/ZCS или технологией мягкого переключения. КПД маломощных источников питания с мягким переключением можно повысить до 80–85%. Резонансно-импульсные источники питания в 1970-х годах заложили основу для технологии мягкого переключения. С тех пор появились новые технологии мягкого переключения, такие как квазирезонансная (в середине 1980-х годов), полномостовая ZVS-PWM со сдвигом фазы, ZVS-PWM/ZCS-PWM с постоянной частотой (в конце 1980-х годов). , активное ограничение ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (в начале 1990-х), полномостовой фазосдвигаемый ZV-ZCS-PWM (в середине 1990-х) и т. д. В Китае уже применили новейшие программные Технология перехода на источники питания связи мощностью 6 кВт с КПД 98%.

 
Применение технологии

 
Ключевыми требованиями к понижающему регулятору обычно являются размер и эффективность. Поскольку площадь печатной платы очень важна, ни один проектировщик не хочет выделять дополнительное пространство для решения по проектированию электропитания. Кроме того, по мере того как микроконтроллеры и цифровые сигнальные процессоры (DSP) продолжают развиваться, решения для проектирования печатных плат также продолжают обновляться. Хотя мощность увеличилась, размер продукта не может увеличиться. Поэтому регуляторы высокой плотности были разработаны с учетом усовершенствования новейшей интеграции микросхем, технологии MOSFET и процессов упаковки. Несмотря на это, эти регуляторы по-прежнему не могут удовлетворить требования новых систем, особенно с учетом того, что плотность мощности внутри системы продолжает расти. Основная причина заключается в том, что потери при переключении ухудшают внутреннюю работу полевого МОП-транзистора регулятора. Если эти проблемы потерь не будут решены фундаментально, можно ожидать лишь незначительного улучшения производительности.

 
Причины выбора

Основными причинами коммутационных потерь являются: во-первых, жесткое переключение. В настоящее время большинство неизолированных топологий понижающих стабилизаторов имеют высокие потери на переключение. Причина в том, что в период включения/выключения МОП-транзистор одновременно подвергается воздействию сильного тока и высокого напряжения. Когда частота переключения и входное напряжение увеличиваются, эти потери также увеличиваются, ограничивая максимальную рабочую частоту, эффективность и удельную мощность, которых можно достичь. Во-вторых, потери в приводе ворот. Поскольку заряд Миллера в схеме управления затвором имеет высокое энергопотребление, потери в управлении затвором топологии с жестким переключением также высоки. В-третьих, проводимость диода корпуса. Когда МОП-транзистор верхнего плеча включается и выключается, через основной диод МОП-транзистора нижнего плеча течет сильный пульсирующий ток. Чем дольше время проводимости основного диода, тем выше потери обратного восстановления и потери проводимости основного диода. Проводимость внутреннего диода также может вызывать разрушительные выбросы и звон. Потери переключения также ограничивают частоту переключения регулятора. Чем выше частота переключения, тем больше время переключения МОП-транзистора и тем больше потери. Если переключатель не может переключаться на высокой частоте, использование пассивных компонентов меньшего размера (резисторов, конденсаторов и катушек индуктивности) будет ограничено, что повлияет на плотность регулятора. Многие разработчики электроники надеются использовать ZVS в точке нагрузки.

В ответ на эти проблемы компания Picor представила высокопроизводительную, высокоинтегрированную платформу понижающего стабилизатора с мягким переключением, которая может работать на высоких частотах, значительно снижая потери при переключении и повышая эффективность.

I. История применения ZVS

Переключение при нулевом напряжении (ZVS) означает, что когда трубка переключателя выключена, напряжение на обоих концах трубки переключателя уже равно 0. Таким образом, потери при переключении трубки переключателя можно свести к минимуму. Резонансные источники питания, которые мы обычно используем, такие как индукционные плиты и источники питания LLC, являются резонансными источниками питания. Обычные зарядные устройства представляют собой источники питания с жестким переключением, которые имеют более высокие потери, чем эти резонансные источники питания. Таким образом, ZVS может достичь очень высокой эффективности. Например, в индукционной плите, когда мы устанавливаем мощность на относительно высокий уровень, она продолжает нагреваться; когда мощность устанавливается на более низкий уровень, он начинает периодически нагреваться, поскольку не может достичь резонансного состояния. Источники питания с жестким переключением, такие как наши обычные зарядные устройства, всегда колеблются непрерывно независимо от того, нагружены они или нет. Однако у ZVS есть один недостаток: диапазон его регулировки, как правило, узок.

 
II. Принципы переключения при нулевом напряжении (ZVS)

Рисунок 2-1 Принципиальная схема переключения при нулевом напряжении (источник питания постоянного тока)

Рисунок 2-2. Форма сигнала переключения при нулевом напряжении и его форма в момент t2.

При подаче питания ток, протекающий через L1, равен нулю. Источник питания включает Q1 и Q2 через R1 и R2, и ток через L1 постепенно увеличивается. Из-за различий в характеристиках двух переключающих транзисторов ток, протекающий в Q1 и Q2, будет разным. Если предположить, что ток через Q1 больше, чем Q2, напряжение затвора Q1 будет выше, чем напряжение Q2. Через диоды D1 и D2 напряжение в точке «a» будет ниже, чем в точке «c», в результате чего возникнет индуцированное напряжение с положительным «b» и отрицательным «a». Это формирует положительную обратную связь через T1, вызывая включение Q1 и выключение Q2, завершая процесс запуска.

(Интервал времени t0~t1) В установившемся состоянии, когда Q1 является проводящим, ток через T1 предыдущего периода был от «a» до «c», а напряжение на C1 было нулевым. Поскольку ток не может измениться резко, ток через T1 заряжает C1, постепенно приводя к появлению напряжения на C1 с отрицательным значением «a» и положительным значением «c», образуя растущую синусоидальную форму сигнала. В это время напряжение «a» снижается до 0 В с помощью Q1, в результате чего напряжение в точке «c» увеличивается синусоидально. Напряжение затвора Q1 фиксируется диодом опорного напряжения D3, поддерживая тактовую проводимость Q1.

 
Рисунок 2-3 (t0~t1) Проводимость Q1, зарядка T1 C1

3. (Временной интервал t1~t2) C1 начинает разряжаться через T1 от точки «c» до точки «a», вызывая синусоидальное уменьшение напряжения на C1, т. е. напряжения в точке «c». При этом ток через Т1 синусоидально возрастает от точки «с» к точке «а».

Рисунок 2-4 (t1~t2) Разряд обмотки C1 на обмотку T1, когда напряжение на C1 составляет около 0, Q1 выключается, а Q2 включается.

4. (Интервал времени t2) Когда C1 почти разряжен, напряжение в точке «c» падает примерно до порогового напряжения МОП-транзистора, что заставляет Q1 войти в область усиления через D2. В это время ток разряда С1 через обмотку Т1 из точки «с» в точку «а» достигает максимального значения. Одновременно с входом Q1 в область усиления напряжение в точке «а» постепенно возрастает, и Q2 также попадает в область усиления через D1.

5. (Интервал времени t2) С1 полностью разряжается, и ток через обмотку Т1 от точки «с» до точки «а» достигает максимального значения. Он начинает заряжать C1, в результате чего на C1 появляется напряжение «a» положительное, а «c» отрицательное, в то время как напряжение на C1 увеличивается синусоидально. В это время оба МОП-транзистора одновременно входят в область усиления.

6. (Рисунок справа) Из-за непрерывной зарядки C1 с помощью T1 напряжение на C1 положительное в точке «a» и отрицательное в точке «c». Через два диода напряжение затвора Q2 увеличивается, а напряжение затвора Q1 постепенно уменьшается, образуя положительную обратную связь. В результате Q2 включается, а Q1 выключается.

7. Процесс проведения Q2 аналогичен процессу Q1.

8. Значение индуктивности L1 больше, чем у Т1, а ток через L1 остается относительно постоянным на протяжении всего цикла колебаний. Во время процесса колебаний L1 постоянно пополняет энергию LC-генератора.

III. Расчет переключения при нулевом напряжении (ZVS)

1. Расчет амплитуды сигнала

Из графика формы сигнала видно, что форма сигнала в точке «b» L1 представляет собой абсолютное значение синусоидального сигнала (т. е. напряжения, которое падает до значения Vbm ниже). Используя установившееся состояние, когда интеграл напряжения на катушке индуктивности равен нулю, а интеграл тока на конденсаторе равен нулю, можно рассчитать амплитуду напряжения в точке «b».

Предполагая, что напряжение в точке «b» равно , а напряжение источника питания Vcc,

Тогда напряжение на обоих концах L1 равно следовательно ,

Интегрирование напряжения на обоих концах L1...рассчитывается как,

Из графика формы сигнала видно, что напряжение в точке «b» составляет половину напряжения между точками «a» и «c». Следовательно, напряжение на концах «a» и «c», которое также является напряжением на C1, равно...следовательно, .

2. Расчет тока индуктора

Как только мы узнаем напряжение на конденсаторе C1, , мы можем рассчитать максимальный пиковый ток в индукторе, используя формулы для энергии, запасенной в конденсаторе, и энергии, запасенной в индукторе. Максимальный пиковый ток в дросселе определяется по формуле: , где L — значение индуктивности между точками «a» и «c».

Как мы видим, при большем значении емкости (С) и меньшем значении индуктивности (L) ток через дроссель увеличивается. Это приводит к усилению магнитного поля и приводит к электромагнитному индукционному нагреву. Однако когда ток через дроссель становится слишком большим, необходимо учитывать потери в его сопротивлении. Кроме того, максимальный ток, протекающий через конденсатор, равен максимальному току через дроссель. Поэтому при выборе резонансного конденсатора нужно учитывать его максимальный номинал по току.

3. Расчет резонансной частоты

Поскольку это параллельный LC-резонанс, резонансную частоту можно рассчитать как

4. Расчет пикового переменного тока на дросселе L1.

Когда значение индуктивности L1 относительно велико, ток, протекающий через него, в основном постоянный, компенсируя энергию, потерянную при колебаниях. Поскольку амплитуда в точке «b» известна, мы можем рассчитать пиковый переменный ток в L1 в течение одного цикла колебаний (фактический пиковый ток представляет собой сумму постоянного тока и пикового переменного тока).

Напряжение в точке «b», Vb, равно Vcc в течение времени t:

Следовательно, интегрируя напряжение,, мы можем рассчитать пиковый ток, протекающий через L1. Маленький L1 приведет к большому пиковому току, что приведет к ненужным потерям.

Решение PD (Power Delivery) мощностью 100 Вт с использованием топологии переключения при нулевом напряжении (ZVS).

Растущий спрос на аккумуляторы большей емкости и более короткое время зарядки повысил требования к мощности зарядного устройства. Достижение высокой мощности в малом форм-факторе представляет собой серьезную задачу, которая приводит к появлению различных инновационных решений, включая топологию ZVS, высокопроизводительные переключатели, инновационные методы упаковки и использование широкозонных материалов для удовлетворения проектных требований.

Цель состоит в том, чтобы достичь эффективности 94% и плотности мощности 23 Вт/дюйм3 за счет использования силовых переключателей и новых структур топологии.

Для достижения более высокой удельной мощности необходимо выбрать соответствующую структуру топологии, характеристики, размеры и усовершенствованные методы управления. На современном рынке мобильных зарядных устройств высокой мощности существует множество решений для мощных зарядных устройств USB-PD, включая PFC+QR и PFC+LLC. Однако эти решения имеют определенные ограничения, такие как неспособность QR обеспечить мягкое переключение и сложность использования топологии LLC для проектирования переменного выходного напряжения.

В ответ на эти проблемы компания Infineon представила новую асимметричную полумостовую гибридную топологию обратного хода (как показано на рис. 1). Полумост и последовательный конденсатор вместе управляют обычным обратноходовым трансформатором. Основная первичная индуктивность обратноходового трансформатора и последовательный конденсатор образуют резонансный контур, который обеспечивает характеристики ZVS полумостовых переключателей и обеспечивает резонансную передачу мощности во время обычной фазы размагничивания обратноходового трансформатора. Во время нормальной работы цикл зарядки и связанная с ней мощность контролируются пиковым постоянным током, а фаза размагничивания контролируется по времени, чтобы обеспечить правильное отрицательное предварительное намагничивание, тем самым удовлетворяя требуемым условиям ZVS для полумостовых переключателей.

Рисунок 1: Упрощенная принципиальная схема асимметричной топологии обратного хода полумоста.

Силовая цепь на первичной стороне реализована через резонансный LC-контур, который приводится в действие полумостом, аналогичным LLC-преобразователю. Резонансный дроссель Lr представляет собой последовательный дроссель, который может представлять собой либо индуктивность рассеяния трансформатора, либо индуктивность рассеяния в сочетании с внешним дросселем. Lm представляет собой основную индуктивность трансформатора. Того же эффекта преобразования можно добиться, подключив резонансный конденсатор Cr и первичную катушку трансформатора между положительным узлом и средней точкой полумоста. Когда ключ высокого плеча HS является проводящим, энергия будет накапливаться в Cr и Lm, а энергия, запасенная в каждом компоненте, будет меняться в зависимости от входного напряжения и частоты переключения (как показано на рисунке 2).

Когда переключатель HS верхнего плеча выключен, ток в трансформаторе заставит среднюю точку полумоста VHB падать до тех пор, пока основной диод переключателя нижнего плеча не зафиксирует напряжение. Затем переключатель нижнего плеча включается при нулевом напряжении, в то время как фаза трансформатора меняется на противоположную, и энергия передается на вторичную обмотку. Когда переключатель нижнего плеча выключается, отрицательный ток, индуцированный в трансформаторе на предыдущем этапе, заставит напряжение в средней точке полумоста VHB расти до тех пор, пока напряжение фиксации диода на корпусе переключателя верхнего плеча HS, аналогично к предыдущему этапу. В условиях ЗВС HS включен, а LS выключен, но ток в резонансном контуре трансформатора по-прежнему отрицательный, а это значит, что избыточная энергия в резонансном контуре будет возвращена на входной конец.

Почему стоит выбрать гибридную топологию обратного хода?

По сравнению с другими топологиями обратного хода гибридному трансформатору обратного хода требуется запасать меньше энергии, что помогает уменьшить размер зарядного устройства.

Гибридный обратный ход может обеспечить полное ZVS на первичной стороне и полное ZCS на вторичной стороне, а также можно рекуперировать энергию утечки, тем самым повышая эффективность.

Как показано в следующей формуле, выходное напряжение меняется в зависимости от рабочего цикла. При использовании гибридного обратноходового преобразователя гораздо проще достичь широкого диапазона выходного напряжения, преодолевая ограничения топологии LLC в приложениях с широким выходным напряжением.

Vout: Выходное напряжение

Д: Рабочий цикл

Vin: входное напряжение

Lm: индуктивность трансформатора

N: Коэффициент трансформации трансформатора

Lr: индуктивность утечки трансформатора.

Эталонный дизайн USB-PD мощностью 100 Вт от Infineon

Полное решение показано на рисунке 3. В каскаде ККМ используется микросхема IRS2505 с режимом критической проводимости и корпус ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS™, а в каскаде DC/DC – цифровой ШИМ-контроллер XDPS2201 и схема IPLK60R360PFD7. В качестве синхронного выпрямительного ключа используется микросхема BSC028N06NS (которую в будущем можно заменить на низковольтную ISZ0702NLS, специально разработанную для синхронного выпрямления зарядных устройств, что позволит повысить экономическую эффективность). Контроллер протокола – микросхема CYPD3174, а выходной защитный выключатель – МОП-транзистор с p-каналом BSZ086N03NS3.

Благодаря этой конфигурации пиковая эффективность может достигать 94%, а энергопотребление в режиме ожидания составляет менее 60 мВт.

Высочайшая эффективность:

Выбор правильного высоковольтного МОП-транзистора имеет решающее значение.

Технология мягкого переключения позволяет устройству работать в режиме переключения при нулевом напряжении (ZVS), при котором МОП-транзистор включается только после того, как его напряжение сток-исток достигнет 0 В (или близко к 0 В). Эта стратегия устраняет потери проводимости, которые обычно являются основной причиной общих потерь при переключении. К сожалению, из-за «ненулевых потерь» выходного конденсатора все высоковольтные МОП-транзисторы SJ страдают от дополнительных потерь, известных как потери энергии, во время зарядки и разрядки выходной емкости МОП-транзистора (Coss). Поэтому даже при работе в условиях ZVS невозможно восстановить всю энергию, запасенную в выходном конденсаторе (Eoss). Это явление связано с гистерезисом, характерным для Coss, который можно наблюдать при измерении большего сигнала во время цикла зарядки/разрядки Coss. В результате эти потери часто называют потерями на гистерезис Coss (Eoss,hys).

Благодаря передовой технологии SJ компании Infineon серия CoolMOS™ PFD7 дополнительно снижает потери на гистерезис, тем самым способствуя дальнейшему повышению эффективности.

Заключение

Квазирезонансная топология ZVS, основанная на цифровом XDPS2201, позволяет достичь ZVS и ZCS при различных условиях входного напряжения и выходного тока. Кроме того, он также может рекуперировать энергию из индуктивности рассеяния трансформатора. Высокопроизводительные мощные МОП-транзисторы способствуют достижению эффективности до 94% в конструкции USB-PD мощностью 100 Вт и размерами 60 x 40 x 18 мм.