เทคโนโลยี Zero Voltage Switching (ZVS) / Zero Current Switching (ZCS) หรือที่เรียกว่าเทคโนโลยี soft-switching สามารถปรับปรุงประสิทธิภาพของอุปกรณ์จ่ายไฟ soft-switching พลังงานต่ำได้สูงสุดถึง 80% ถึง 85% ในทศวรรษ 1970 แหล่งจ่ายไฟแบบสวิตชิ่งแบบเรโซแนนซ์ได้วางรากฐานสำหรับเทคโนโลยีซอฟต์สวิตชิ่ง

 
บทนำเบื้องต้น

แหล่งจ่ายไฟโหมดสวิตช์ PWM ทำงานในโหมดฮาร์ดสวิตช์ โดยที่รูปคลื่นของแรงดันไฟฟ้าและกระแสซ้อนทับกันระหว่างกระบวนการเปิด/ปิด ส่งผลให้เกิดการสูญเสียการสลับอย่างมาก แม้ว่าการทำงานความถี่สูงสามารถลดขนาดและน้ำหนักได้ แต่การสูญเสียการสลับก็เพิ่มขึ้น ดังนั้นจึงจำเป็นต้องศึกษาเทคโนโลยีที่รูปคลื่นของแรงดัน/กระแสไม่ทับซ้อนกันระหว่างการสวิตชิ่ง ซึ่งเรียกว่าเทคโนโลยี ZVS/ZCS หรือเทคโนโลยีซอฟต์สวิตชิ่ง ประสิทธิภาพของแหล่งจ่ายไฟแบบซอฟต์สวิตชิ่งพลังงานต่ำสามารถปรับปรุงได้เป็น 80% ถึง 85% แหล่งจ่ายไฟสลับแบบเรโซแนนซ์ในทศวรรษ 1970 ได้วางรากฐานสำหรับเทคโนโลยีสวิตช์แบบนุ่มนวล ตั้งแต่นั้นเป็นต้นมา เทคโนโลยีซอฟต์สวิตชิ่งใหม่ๆ ได้เกิดขึ้น เช่น เสมือนเรโซแนนซ์ (ในช่วงกลางทศวรรษ 1980), ZVS-PWM แบบเปลี่ยนเฟสแบบฟูลบริดจ์, ZVS-PWM/ZCS-PWM ความถี่คงที่ (ในช่วงปลายทศวรรษ 1980) , แคลมป์แอคทีฟ ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (ในช่วงต้นทศวรรษ 1990), ZV-ZCS-PWM แบบเปลี่ยนเฟสแบบฟูลบริดจ์ (ในช่วงกลางทศวรรษ 1990) เป็นต้น ประเทศจีนได้ใช้ซอฟท์- เปลี่ยนเทคโนโลยีมาเป็นแหล่งจ่ายไฟสื่อสารขนาด 6kW ที่มีประสิทธิภาพ 98%

 
การประยุกต์ใช้เทคโนโลยี

 
ข้อกำหนดที่สำคัญสำหรับตัวควบคุมบั๊กมักมีขนาดและประสิทธิภาพ เนื่องจากพื้นที่แผงวงจรพิมพ์มีค่า จึงไม่มีนักออกแบบคนใดต้องการจัดสรรพื้นที่เพิ่มเติมให้กับโซลูชันการออกแบบกำลังไฟฟ้า นอกจากนี้ เนื่องจากไมโครคอนโทรลเลอร์และโปรเซสเซอร์สัญญาณดิจิทัล (DSP) มีการพัฒนาอย่างต่อเนื่อง โซลูชันการออกแบบแผงวงจรจึงต้องอัปเกรดต่อไป แม้ว่ากำลังจะเพิ่มขึ้น แต่ขนาดของผลิตภัณฑ์ก็ไม่สามารถเพิ่มขึ้นได้ ดังนั้นตัวควบคุมความหนาแน่นสูงจึงได้รับการพัฒนาพร้อมกับการปรับปรุงการบูรณาการ IC ล่าสุด เทคโนโลยี MOSFET และกระบวนการบรรจุภัณฑ์ อย่างไรก็ตาม หน่วยงานกำกับดูแลเหล่านี้ยังไม่สามารถตอบสนองข้อกำหนดการใช้งานของระบบใหม่ได้ โดยเฉพาะอย่างยิ่งเมื่อความหนาแน่นของพลังงานภายในระบบยังคงเพิ่มขึ้นอย่างต่อเนื่อง สาเหตุหลักก็คือการสูญเสียการสลับเป็นอุปสรรคต่อประสิทธิภาพภายในของ MOSFET ของผู้ควบคุม หากปัญหาการสูญเสียเหล่านี้ไม่ได้รับการแก้ไขโดยพื้นฐาน สามารถคาดหวังการปรับปรุงประสิทธิภาพเพียงเล็กน้อยเท่านั้น

 
เหตุผลในการคัดเลือก

สาเหตุหลักของการสูญเสียการสลับคือ: ประการแรก การสลับยาก ในปัจจุบัน โทโพโลยีตัวควบคุมบั๊กที่ไม่ได้แยกส่วนส่วนใหญ่มีการสูญเสียการสลับสูง เหตุผลก็คือในระหว่างช่วงเปิด/ปิด MOSFET จะรับกระแสสูงและแรงดันไฟฟ้าแรงสูงไปพร้อมๆ กัน เมื่อความถี่สวิตชิ่งและแรงดันไฟฟ้าอินพุตเพิ่มขึ้น การสูญเสียเหล่านี้ก็เพิ่มขึ้นเช่นกัน ซึ่งเป็นการจำกัดความถี่ในการทำงาน ประสิทธิภาพ และความหนาแน่นของพลังงานสูงสุดที่สามารถทำได้ ประการที่สอง การสูญเสียเกตไดรฟ์ เนื่องจากประจุของมิลเลอร์ในวงจรขับเคลื่อนเกตมีการใช้พลังงานสูง การสูญเสียไดรฟ์เกตของโทโพโลยีการเปลี่ยนฮาร์ดจึงสูงเช่นกัน ประการที่สาม การนำไดโอดของร่างกาย เมื่อเปิดและปิด MOSFET ฝั่งสูง กระแสพัลซิ่งสูงจะไหลผ่านไดโอดตัวของ MOSFET ฝั่งต่ำ ยิ่งเวลาการนำไฟฟ้าของไดโอดตัวถังนานขึ้นเท่าใด การสูญเสียการฟื้นตัวแบบย้อนกลับและการสูญเสียการนำไฟฟ้าของตัวถังก็จะยิ่งสูงขึ้นเท่านั้น การนำไดโอดของตัวเครื่องอาจทำให้เกิดการเกินขอบเขตและเสียงเรียกเข้าแบบทำลายล้างได้ การสูญเสียจากการสวิตชิ่งยังจำกัดความถี่ในการสวิตชิ่งของตัวควบคุมอีกด้วย ยิ่งความถี่ในการสวิตชิ่งสูง ระยะเวลาการสวิตชิ่ง MOSFET ก็จะนานขึ้น และการสูญเสียก็จะยิ่งมากขึ้นตามไปด้วย หากสวิตช์ไม่สามารถสลับที่ความถี่สูงได้ การใช้ส่วนประกอบแบบพาสซีฟที่มีขนาดเล็กกว่า (ตัวต้านทาน ตัวเก็บประจุ และตัวเหนี่ยวนำ) จะถูกจำกัด ซึ่งส่งผลต่อความหนาแน่นของตัวควบคุม นักออกแบบอิเล็กทรอนิกส์จำนวนมากหวังว่าจะใช้ ZVS ที่จุดโหลด

เพื่อตอบสนองต่อปัญหาเหล่านี้ Picor ได้เปิดตัวแพลตฟอร์มควบคุมบั๊กแบบซอฟต์สวิตชิ่งที่มีการบูรณาการสูง ประสิทธิภาพสูง ซึ่งสามารถทำงานที่ความถี่สูง ซึ่งช่วยลดการสูญเสียในสวิตชิ่งและปรับปรุงประสิทธิภาพได้อย่างมาก

I. ความเป็นมาของแอปพลิเคชัน ZVS

การสลับแรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์ (ZVS) หมายถึงเมื่อปิดท่อสวิตช์ แรงดันไฟฟ้าที่ปลายทั้งสองด้านของท่อสวิตช์จะเป็น 0 อยู่แล้ว ด้วยวิธีนี้ การสูญเสียการสลับของท่อสวิตช์จะลดลง แหล่งจ่ายไฟแบบเรโซแนนซ์ที่เรามักใช้ เช่น เตาแม่เหล็กไฟฟ้า และแหล่งจ่ายไฟ LLC ล้วนเป็นแหล่งจ่ายไฟแบบเรโซแนนซ์ทั้งหมด เครื่องชาร์จทั่วไปเป็นแหล่งจ่ายไฟแบบฮาร์ดสวิตซ์ ซึ่งมีการสูญเสียสูงกว่าแหล่งจ่ายไฟแบบเรโซแนนซ์เหล่านี้ ดังนั้น ZVS จึงสามารถบรรลุประสิทธิภาพที่สูงมากได้ เช่นในเตาแม่เหล็กไฟฟ้าเมื่อเราปรับระดับไฟให้ค่อนข้างสูงก็จะร้อนต่อไป เมื่อปรับกำลังให้ต่ำลง ก็จะเริ่มร้อนเป็นระยะๆ เนื่องจากไม่สามารถไปถึงสภาวะเรโซแนนซ์ได้ แหล่งจ่ายไฟแบบเปลี่ยนยากเช่นเครื่องชาร์จทั่วไปของเราจะแกว่งอย่างต่อเนื่องเสมอไม่ว่าจะมีการโหลดหรือไม่โหลดก็ตาม อย่างไรก็ตาม ZVS มีข้อเสียอยู่ประการหนึ่ง นั่นคือช่วงการปรับค่าโดยทั่วไปจะแคบ

 
ครั้งที่สอง หลักการของการสลับแรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์ (ZVS)

รูปที่ 2-1 แผนภาพหลักการสลับแรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์ (แหล่งจ่ายไฟ DC)

รูปที่ 2-2 รูปคลื่นการสลับแรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์และรูปคลื่นที่ t2

เมื่อจ่ายไฟ กระแสที่ไหลผ่าน L1 จะเป็นศูนย์ แหล่งจ่ายไฟจะเปิด Q1 และ Q2 ถึง R1 และ R2 และกระแสผ่าน L1 จะค่อยๆ เพิ่มขึ้น เนื่องจากความแตกต่างในลักษณะระหว่างทรานซิสเตอร์สวิตชิ่งสองตัว กระแสที่ไหลเข้าสู่ Q1 และ Q2 จะแตกต่างกัน สมมติว่ากระแสที่ไหลผ่าน Q1 มากกว่า Q2 แรงดันเกตของ Q1 จะสูงกว่าแรงดันของ Q2 เมื่อใช้ไดโอด D1 และ D2 แรงดันไฟฟ้าที่จุด 'a' จะต่ำกว่าแรงดันไฟฟ้าที่จุด 'c' ส่งผลให้เกิดแรงดันไฟฟ้าเหนี่ยวนำที่มีค่าบวก 'b' และค่าลบ 'a' สิ่งนี้ก่อให้เกิดการตอบรับเชิงบวกผ่าน T1 ทำให้ Q1 เปิดและ Q2 ปิด ส่งผลให้กระบวนการเริ่มต้นเสร็จสมบูรณ์

(ช่วงเวลา t0~t1) ในระหว่างสถานะคงตัวเมื่อ Q1 กำลังดำเนินการ กระแสของช่วงก่อนหน้าที่ผ่าน T1 คือจาก 'a' ถึง 'c' และแรงดันไฟฟ้าคร่อม C1 จะเป็นศูนย์ เนื่องจากกระแสไม่สามารถเปลี่ยนแปลงกะทันหันได้ กระแสที่ไหลผ่าน T1 จะชาร์จ C1 ซึ่งค่อยๆ ส่งผลให้เกิดแรงดันไฟฟ้าคร่อม C1 โดยมีค่าลบ 'a' และค่าบวก 'c' ทำให้เกิดรูปคลื่นไซนูซอยด์ที่เพิ่มขึ้น ในเวลานี้ แรงดันไฟฟ้า 'a' จะถูกดึงลงไปที่ 0V ภายใน Q1 ทำให้แรงดันไฟฟ้าที่จุด 'c' เพิ่มขึ้นแบบไซน์ซอยด์ แรงดันไฟฟ้าเกตของ Q1 ถูกยึดโดยไดโอดอ้างอิงแรงดันไฟฟ้า D3 ทำให้ Q1 ดำเนินการในลักษณะที่โอเวอร์คล็อก

 
รูปที่ 2-3 (t0~t1) การดำเนินการ Q1, T1 การชาร์จ C1

3. (ช่วงเวลา t1~t2) C1 เริ่มคายประจุผ่าน T1 จากจุด 'c' ไปยังจุด 'a' ส่งผลให้แรงดันไฟฟ้าคร่อม C1 กล่าวคือ แรงดันไฟฟ้าที่จุด 'c' ลดลงแบบไซน์ซอยด์ ในขณะเดียวกัน กระแสที่ไหลผ่าน T1 จะเพิ่มขึ้นแบบไซน์ซอยด์จากจุด 'c' ไปยังจุด 'a'

รูปที่ 2-4 (t1~t2) การคายประจุของขดลวด C1 ถึง T1 เมื่อแรงดันไฟฟ้าตกคร่อม C1 อยู่ที่ประมาณ 0 Q1 จะปิดและ Q2 จะเปิด

4. (ช่วงเวลา t2) เมื่อ C1 ใกล้จะหมดประจุ แรงดันไฟฟ้าที่จุด 'c' จะลดลงเหลือประมาณแรงดันไฟฟ้าเกณฑ์ของทรานซิสเตอร์ MOS ซึ่งทำให้ Q1 เข้าสู่ขอบเขตการขยายสัญญาณผ่าน D2 ในเวลานี้ กระแสคายประจุของ C1 ผ่านขดลวด T1 จากจุด 'c' ไปยังจุด 'a' ถึงค่าสูงสุด ขณะเดียวกัน เมื่อ Q1 เข้าสู่ขอบเขตการขยายสัญญาณ แรงดันไฟฟ้าที่จุด 'a' จะค่อยๆ เพิ่มขึ้น และ Q2 ก็เข้าสู่ขอบเขตการขยายสัญญาณผ่าน D1 ด้วยเช่นกัน

5. (ช่วงเวลา t2) C1 ถูกคายประจุจนหมด และกระแสที่ไหลผ่านขดลวด T1 จากจุด 'c' ไปยังจุด 'a' ถึงค่าสูงสุด มันเริ่มชาร์จ C1 ส่งผลให้เกิดแรงดันไฟฟ้าคร่อม C1 โดยมีขั้วบวก 'a' และขั้วลบ 'c' ในขณะที่แรงดันไฟฟ้าคร่อม C1 จะเพิ่มขึ้นแบบไซน์ซอยด์ ในเวลานี้ ทรานซิสเตอร์ MOS ทั้งสองตัวจะเข้าสู่ขอบเขตการขยายสัญญาณพร้อมกัน

6. (รูปขวา) เนื่องจากการชาร์จ C1 ด้วย T1 อย่างต่อเนื่อง แรงดันไฟฟ้าคร่อม C1 จึงเป็นบวกที่จุด 'a' และเป็นลบที่จุด 'c' ผ่านไดโอดทั้งสอง แรงดันเกตของ Q2 จะเพิ่มขึ้น และแรงดันเกตของ Q1 ค่อยๆ ลดลง ทำให้เกิดการตอบรับเชิงบวก ด้วยเหตุนี้ Q2 จะเปิดขึ้นและ Q1 จะปิดลง

7. กระบวนการนำของไตรมาสที่ 2 คล้ายกับของไตรมาสที่ 1

8. ค่าตัวเหนี่ยวนำของ L1 มากกว่าค่าของ T1 และกระแสที่ผ่าน L1 ยังคงค่อนข้างคงที่ตลอดวงจรการสั่นทั้งหมด ในระหว่างกระบวนการออสซิลเลเตอร์ L1 จะเติมพลังงานให้กับ LC oscillator อย่างต่อเนื่อง

สาม. การคำนวณการสลับแรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์ (ZVS)

1. การคำนวณความกว้างของรูปคลื่น

จากกราฟรูปคลื่นจะเห็นว่ารูปคลื่นที่จุด 'b' ของ L1 เป็นค่าสัมบูรณ์ของคลื่นไซน์ (นั่นคือ แรงดันไฟฟ้าที่ลดลงจนถึง Vbm ด้านล่าง) เมื่อใช้สภาวะคงตัวโดยที่อินทิกรัลของแรงดันไฟฟ้าคร่อมตัวเหนี่ยวนำเป็นศูนย์และอินทิกรัลกระแสคร่อมตัวเก็บประจุเป็นศูนย์ จึงสามารถคำนวณแอมพลิจูดของแรงดันไฟฟ้าที่จุด 'b' ได้

สมมติว่าแรงดันไฟฟ้าที่จุด 'b' คือ และแรงดันไฟฟ้าของแหล่งจ่ายไฟคือ Vcc

ดังนั้นแรงดันไฟฟ้าที่ปลายทั้งสองของ L1 คือ ดังนั้น ,

การบูรณาการแรงดันไฟฟ้าที่ปลายทั้งสองของ L1...คำนวณเป็น,

จากกราฟรูปคลื่นจะสังเกตได้ว่าแรงดันไฟฟ้าที่จุด 'b' เท่ากับครึ่งหนึ่งของแรงดันไฟฟ้าระหว่างจุด 'a' และ 'c' ดังนั้น แรงดันไฟฟ้าที่ปลาย 'a' และ 'c' ซึ่งเป็นแรงดันไฟฟ้าคร่อม C1 ก็คือ...ดังนั้น, .

2. การคำนวณกระแสตัวเหนี่ยวนำ

เมื่อเรารู้แรงดันตกคร่อมตัวเก็บประจุ C1 แล้วก็คือ เราสามารถคำนวณกระแสสูงสุดในตัวเหนี่ยวนำได้โดยใช้สูตรสำหรับพลังงานที่เก็บไว้ในตัวเก็บประจุและพลังงานที่เก็บไว้ในตัวเหนี่ยวนำ กระแสสูงสุดในตัวเหนี่ยวนำถูกกำหนดโดยสูตร: โดยที่ L คือค่าตัวเหนี่ยวนำระหว่างจุด 'a' และ 'c'

ดังที่เราเห็นแล้วว่าค่าความจุ (C) ที่มากขึ้นและค่าตัวเหนี่ยวนำ (L) ที่น้อยกว่า กระแสที่ไหลผ่านตัวเหนี่ยวนำจะเพิ่มขึ้น ส่งผลให้สนามแม่เหล็กแรงขึ้นและนำไปสู่การทำความร้อนด้วยการเหนี่ยวนำแม่เหล็กไฟฟ้า อย่างไรก็ตาม เมื่อกระแสไฟฟ้าที่ไหลผ่านตัวเหนี่ยวนำมีขนาดใหญ่เกินไป เราจำเป็นต้องพิจารณาถึงการสูญเสียในความต้านทานของมัน นอกจากนี้กระแสสูงสุดที่ไหลผ่านตัวเก็บประจุจะเท่ากับกระแสสูงสุดที่ไหลผ่านตัวเหนี่ยวนำ ดังนั้นเมื่อเลือกตัวเก็บประจุแบบเรโซแนนซ์ เราต้องคำนึงถึงพิกัดกระแสสูงสุดด้วย

3. การคำนวณความถี่เรโซแนนซ์

เนื่องจากนี่คือเรโซแนนซ์แบบขนาน LC จึงสามารถคำนวณความถี่เรโซแนนซ์ได้ดังนี้

4. การคำนวณกระแสไฟ AC สูงสุดบนตัวเหนี่ยวนำ L1

เมื่อค่าตัวเหนี่ยวนำของ L1 ค่อนข้างมาก กระแสที่ไหลผ่านจะเป็น DC เป็นหลัก เพื่อชดเชยพลังงานที่สูญเสียไปในการสั่น เนื่องจากทราบแอมพลิจูดที่จุด 'b' เราจึงสามารถคำนวณกระแสไฟ AC พีคใน L1 ระหว่างรอบการสั่นหนึ่งรอบได้ (กระแสไฟพีคจริงคือผลรวมของกระแส DC และกระแสไฟ AC พีค)

แรงดันไฟฟ้าที่จุด 'b', Vb เท่ากับ Vcc ในช่วงเวลาหนึ่ง t:

ดังนั้นโดยการรวมแรงดันไฟฟ้าเข้าด้วยกันเราสามารถคำนวณกระแสพีคที่ไหลผ่าน L1 ได้ L1 ขนาดเล็กจะส่งผลให้เกิดกระแสไฟฟ้าสูงสุดที่สูง ทำให้เกิดการสูญเสียโดยไม่จำเป็น

โซลูชัน 100W PD (การจ่ายพลังงาน) โดยใช้โทโพโลยีการสลับแรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์ (ZVS)

ความต้องการความจุของแบตเตอรี่ที่เพิ่มขึ้นและเวลาในการชาร์จที่สั้นลงทำให้ความต้องการพลังงานของเครื่องชาร์จเพิ่มขึ้น การบรรลุพลังงานสูงในฟอร์มแฟคเตอร์ขนาดเล็กถือเป็นความท้าทายที่สำคัญ ซึ่งนำไปสู่โซลูชันนวัตกรรมต่างๆ รวมถึงโทโพโลยี ZVS สวิตช์ประสิทธิภาพสูง วิธีการบรรจุภัณฑ์ที่เป็นนวัตกรรมใหม่ และการใช้วัสดุแถบความถี่กว้างเพื่อตอบสนองข้อกำหนดด้านการออกแบบ

วัตถุประสงค์คือการบรรลุประสิทธิภาพ 94% และความหนาแน่นของพลังงานที่ 23W/in3 โดยใช้สวิตช์ไฟและโครงสร้างโทโพโลยีแบบใหม่

เพื่อให้มีความหนาแน่นของพลังงานสูงขึ้น จำเป็นต้องเลือกโครงสร้างโทโพโลยี ข้อมูลจำเพาะ ขนาด และเทคนิคการควบคุมขั้นสูงที่เหมาะสม ในตลาดเครื่องชาร์จมือถือกำลังสูงในปัจจุบัน มีโซลูชันมากมายสำหรับเครื่องชาร์จ USB-PD กำลังสูง รวมถึง PFC+QR และ PFC+LLC อย่างไรก็ตาม โซลูชันเหล่านี้มีข้อจำกัดบางประการ เช่น QR ไม่สามารถบรรลุการสลับแบบนุ่มนวลได้ และความยากลำบากในการใช้โทโพโลยี LLC สำหรับการออกแบบแรงดันไฟฟ้าเอาท์พุตแบบแปรผัน

เพื่อตอบสนองต่อความท้าทายเหล่านี้ Infineon ได้เปิดตัวโทโพโลยี flyback แบบไฮบริดครึ่งบริดจ์แบบอสมมาตรใหม่ (ดังแสดงในรูปที่ 1) ฮาล์ฟบริดจ์และตัวเก็บประจุแบบซีรีส์ร่วมกันขับเคลื่อนหม้อแปลงฟลายแบ็กแบบเดิม ตัวเหนี่ยวนำปฐมภูมิหลักของหม้อแปลงฟลายแบ็กและตัวเก็บประจุแบบอนุกรมก่อให้เกิดวงจรเรโซแนนซ์ ซึ่งช่วยให้สามารถใช้คุณสมบัติ ZVS ของสวิตช์ฮาล์ฟบริดจ์ได้ และให้การถ่ายโอนกำลังเรโซแนนซ์ในระหว่างขั้นตอนการล้างอำนาจแม่เหล็กแบบธรรมดาของหม้อแปลงฟลายแบ็ก ในระหว่างการทำงานปกติ รอบการชาร์จและพลังงานที่เกี่ยวข้องจะถูกควบคุมโดยกระแส DC สูงสุด ในขณะที่เฟสการล้างอำนาจแม่เหล็กจะถูกควบคุมโดยจังหวะเวลาเพื่อให้แน่ใจว่ามีการสร้างแม่เหล็กล่วงหน้าเชิงลบอย่างเหมาะสม ดังนั้นจึงเป็นไปตามเงื่อนไข ZVS ที่จำเป็นสำหรับสวิตช์ฮาล์ฟบริดจ์

รูปที่ 1: แผนผังแบบง่ายของโทโพโลยี flyback แบบ half-bridge แบบอสมมาตร

วงจรกำลังที่ด้านปฐมภูมิใช้งานผ่านวงจรเรโซแนนซ์ LC ซึ่งขับเคลื่อนโดยฮาล์ฟบริดจ์ที่คล้ายคลึงกับคอนเวอร์เตอร์ LLC ตัวเหนี่ยวนำเรโซแนนซ์ Lr เป็นตัวเหนี่ยวนำแบบอนุกรมที่สามารถเป็นได้ทั้งตัวเหนี่ยวนำการรั่วไหลของหม้อแปลงหรือการเหนี่ยวนำการรั่วไหลรวมกับตัวเหนี่ยวนำภายนอก Lm แสดงถึงความเหนี่ยวนำหลักของหม้อแปลงไฟฟ้า เอฟเฟกต์การแปลงแบบเดียวกันนี้สามารถทำได้โดยการเชื่อมต่อตัวเก็บประจุเรโซแนนซ์ Cr และขดลวดปฐมภูมิของหม้อแปลงระหว่างโหนดบวกและจุดกึ่งกลางของฮาล์ฟบริดจ์ เมื่อสวิตช์ด้านสูง HS ทำงานอยู่ พลังงานจะถูกเก็บไว้ใน Cr และ Lm และพลังงานที่เก็บไว้ในส่วนประกอบแต่ละชิ้นจะแปรผันตามแรงดันไฟฟ้าอินพุตและความถี่ของสวิตช์ (ดังแสดงในรูปที่ 2)

เมื่อปิดสวิตช์ด้านสูง HS กระแสไฟฟ้าในหม้อแปลงจะบังคับให้จุดกึ่งกลางของฮาล์ฟบริดจ์ VHB ลดลงจนกระทั่งไดโอดตัวของสวิตช์ด้านต่ำจับแรงดันไฟฟ้า จากนั้นสวิตช์ด้านต่ำจะเปิดที่แรงดันไฟฟ้าเป็นศูนย์ในขณะที่เฟสของหม้อแปลงกลับด้าน และพลังงานจะถูกถ่ายโอนไปยังด้านทุติยภูมิ เมื่อสวิตช์ด้านต่ำปิด กระแสลบที่เกิดขึ้นในหม้อแปลงในสเตจก่อนหน้าจะบังคับให้แรงดันไฟฟ้าที่จุดกึ่งกลางของฮาล์ฟบริดจ์ VHB เพิ่มขึ้นจนกระทั่งแรงดันแคลมป์ไดโอดตัวของสวิตช์ด้านสูง HS ที่คล้ายกัน สู่ขั้นก่อนหน้า ภายใต้เงื่อนไข ZVS HS จะเปิดในขณะที่ปิด LS แต่กระแสในวงจรเรโซแนนซ์ของหม้อแปลงยังคงเป็นลบ ซึ่งหมายความว่าพลังงานส่วนเกินในวงจรเรโซแนนซ์จะถูกส่งกลับไปยังปลายอินพุต

เหตุใดจึงเลือกโทโพโลยี flyback แบบไฮบริด

เมื่อเปรียบเทียบกับโทโพโลยี flyback อื่นๆ หม้อแปลง flyback แบบไฮบริดจำเป็นต้องกักเก็บพลังงานน้อยลง ซึ่งช่วยลดขนาดของเครื่องชาร์จ

ฟลายแบ็คแบบไฮบริดสามารถบรรลุ ZVS ที่สมบูรณ์ในด้านหลักและ ZCS ที่สมบูรณ์ในด้านรอง และยังสามารถนำพลังงานที่รั่วไหลกลับมาใช้ใหม่ได้ ซึ่งจะช่วยปรับปรุงประสิทธิภาพ

ดังที่แสดงในสูตรต่อไปนี้ แรงดันเอาต์พุตจะแตกต่างกันไปตามรอบการทำงาน สำหรับ flyback แบบไฮบริด จะทำให้ได้เอาท์พุตที่มีช่วงแรงดันไฟฟ้ากว้างได้ง่ายกว่ามาก โดยเอาชนะข้อจำกัดของโทโพโลยี LLC ในการใช้งานเอาท์พุตที่มีแรงดันไฟฟ้ากว้าง

Vout: แรงดันไฟขาออก

D: รอบการทำงาน

วิน: แรงดันไฟฟ้าขาเข้า

Lm: ความเหนี่ยวนำของหม้อแปลงไฟฟ้า

N: อัตราส่วนการหมุนของหม้อแปลงไฟฟ้า

Lr: ตัวเหนี่ยวนำการรั่วไหลของหม้อแปลง

การออกแบบอ้างอิง 100W USB-PD ของ Infineon

โซลูชันที่สมบูรณ์แสดงไว้ในรูปที่ 3 สเตจ PFC ใช้โหมดการนำไฟฟ้าวิกฤต IRS2505 และแพ็คเกจ ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS? ในขณะที่สเตจ DC-DC ใช้ตัวควบคุม PWM ดิจิทัล XDPS2201 และ IPLK60R360PFD7 ในขณะเดียวกัน BSC028N06NS ถูกใช้เป็นสวิตช์เรียงกระแสแบบซิงโครนัส (ซึ่งสามารถแทนที่ด้วย ISZ0702NLS แรงดันต่ำที่ออกแบบมาโดยเฉพาะสำหรับเรียงกระแสแบบซิงโครนัสของเครื่องชาร์จในอนาคตเพื่อปรับปรุงความคุ้มค่ายิ่งขึ้น) ตัวควบคุมโปรโตคอลคือ CYPD3174 และ MOS แบบ p-channel BSZ086N03NS3 ถูกใช้เป็นสวิตช์ความปลอดภัยเอาต์พุต

ด้วยการกำหนดค่านี้ ประสิทธิภาพสูงสุดสามารถเข้าถึง 94% และการใช้พลังงานสแตนด์บายน้อยกว่า 60mW

ประสิทธิภาพสูงสุด:

การเลือก MOSFET ไฟฟ้าแรงสูงที่เหมาะสมถือเป็นสิ่งสำคัญ

เทคโนโลยีซอฟต์สวิตชิ่งช่วยให้อุปกรณ์ทำงานภายใต้ Zero Voltage Switching (ZVS) โดยที่ MOSFET จะเปิดหลังจากแรงดันไฟฟ้าจากแหล่งเดรนถึง 0V (หรือใกล้กับ 0V) เท่านั้น กลยุทธ์นี้ช่วยลดการสูญเสียการนำไฟฟ้า ซึ่งโดยปกติแล้วจะเป็นปัจจัยหลักที่ทำให้การสูญเสียสวิตช์ทั้งหมด น่าเสียดาย เนื่องจากลักษณะ "ไม่สูญเสียเป็นศูนย์" ของตัวเก็บประจุเอาท์พุต SJ MOSFET แรงดันสูงทั้งหมดต้องทนทุกข์ทรมานจากการสูญเสียเพิ่มเติมที่เรียกว่าการสูญเสียพลังงานในระหว่างการชาร์จและการคายประจุความจุเอาท์พุต MOSFET (Coss) ดังนั้นแม้จะทำงานภายใต้สภาวะ ZVS ก็ไม่สามารถกู้คืนพลังงานทั้งหมดที่เก็บไว้ในตัวเก็บประจุเอาต์พุต (Eoss) ได้ ปรากฏการณ์นี้เกี่ยวข้องกับคุณลักษณะฮิสเทรีซิสของ Coss ซึ่งสามารถสังเกตได้จากการวัดสัญญาณที่มีขนาดใหญ่กว่าในระหว่างรอบการชาร์จ/คายประจุของ Coss เป็นผลให้การสูญเสียเหล่านี้มักเรียกว่าการสูญเสียฮิสเทรีซิสของ Coss (Eoss, hys)

ด้วยเทคโนโลยี SJ ขั้นสูงของ Infineon ซีรีส์ CoolMOS® PFD7 ช่วยลดการสูญเสียฮิสเทอรีซิสได้มากขึ้น จึงช่วยปรับปรุงประสิทธิภาพให้ดียิ่งขึ้นไปอีก

สรุป

ด้วยพื้นฐาน XDPS2201 ดิจิทัล โทโพโลยีกึ่งเรโซแนนซ์ ZVS จึงสามารถบรรลุ ZVS และ ZCS ได้ภายใต้สภาวะแรงดันอินพุตและกระแสเอาท์พุตที่แตกต่างกัน นอกจากนี้ยังสามารถนำพลังงานกลับมาจากตัวเหนี่ยวนำการรั่วไหลของหม้อแปลงได้อีกด้วย MOSFET กำลังประสิทธิภาพสูงช่วยให้บรรลุประสิทธิภาพสูงสุดถึง 94% ในการออกแบบ 100W USB-PD ด้วยขนาด 60 มม. x 40 มม. x 18 มม.