소프트 스위칭 기술이라고도 알려진 ZVS(제로 전압 스위칭)/ZCS(제로 전류 스위칭) 기술은 저전력 소프트 스위칭 전원 공급 장치의 효율을 최대 80%~85%까지 향상시킬 수 있습니다. 1970년대에는 공진형 스위칭 전원 공급 장치가 소프트 스위칭 기술의 기반을 마련했습니다.

 
기본 소개

PWM 스위치 모드 전원 공급 장치는 온/오프 과정에서 전압과 전류 파형이 겹치는 하드 스위칭 모드에서 작동하여 큰 스위칭 손실을 초래합니다. 고주파수 작동은 크기와 무게를 줄일 수 있지만 스위칭 손실은 증가합니다. 따라서 스위칭 시 전압/전류 파형이 중첩되지 않는 기술, 즉 ZVS/ZCS 기술 또는 소프트 스위칭 기술에 대한 연구가 필요하다. 저전력 소프트 스위칭 전원 공급 장치의 효율은 80%~85%까지 향상될 수 있습니다. 1970년대 공진 스위칭 전원 공급 장치는 소프트 스위칭 기술의 토대를 마련했습니다. 그 이후로 준공진(1980년대 중반), 풀 브리지 위상 변이 ZVS-PWM, 정주파수 ZVS-PWM/ZCS-PWM(1980년대 후반)과 같은 새로운 소프트 스위칭 기술이 등장했습니다. , ZVS-PWM 액티브 클램프, ZVT-PWM/ZCT-PWM(1990년대 초반), 풀 브리지 위상 변이 ZV-ZCS-PWM(1990년대 중반) 등 중국은 이미 최신 소프트 6% 효율의 98kW 통신 전원 공급 장치로 스위칭 기술을 적용했습니다.

 
기술의 응용

 
벅 레귤레이터의 핵심 요건은 일반적으로 크기와 효율입니다. 인쇄 회로 기판(PCB) 면적이 매우 작기 때문에 어떤 설계자도 전력 설계 솔루션에 추가 공간을 할당하고 싶어 하지 않습니다. 또한, 마이크로컨트롤러와 디지털 신호 프로세서(DSP)가 끊임없이 발전함에 따라 회로 기판 설계 솔루션 또한 끊임없이 업그레이드되고 있습니다. 전력은 증가했지만 제품 크기는 증가할 수 없습니다. 따라서 최신 IC 집적도, MOSFET 기술, 그리고 패키징 공정의 개선을 통해 고밀도 레귤레이터가 개발되었습니다. 하지만 이러한 레귤레이터는 여전히 새로운 시스템의 애플리케이션 요건을 충족하지 못하고 있으며, 특히 시스템 내 전력 밀도가 지속적으로 증가하고 있습니다. 주된 이유는 스위칭 손실이 레귤레이터 MOSFET의 내부 성능을 저해하기 때문입니다. 이러한 손실 문제가 근본적으로 해결되지 않으면 미미한 성능 향상만 기대할 수 있습니다.

 
선택 이유

스위칭 손실의 주요 원인은 첫째, 하드 스위칭입니다. 현재 대부분의 비절연형 벅 레귤레이터 토폴로지는 높은 스위칭 손실을 보입니다. 그 이유는 온/오프 기간 동안 MOSFET이 높은 전류와 전압 스트레스를 동시에 받기 때문입니다. 스위칭 주파수와 입력 전압이 증가하면 이러한 손실도 증가하여 달성 가능한 최대 동작 주파수, 효율 및 전력 밀도가 제한됩니다. 둘째, 게이트 구동 손실입니다. 게이트 구동 회로의 밀러 전하가 높은 전력을 소비하기 때문에 하드 스위칭 토폴로지의 게이트 구동 손실 또한 높습니다. 셋째, 바디 다이오드 전도입니다. 하이사이드 MOSFET이 켜지고 꺼질 때, 로우사이드 MOSFET의 바디 다이오드를 통해 높은 맥동 전류가 흐릅니다. 바디 다이오드의 전도 시간이 길어질수록 역회복 손실과 바디 다이오드 전도 손실이 커집니다. 바디 다이오드 전도는 파괴적인 오버슈트와 링잉을 유발할 수도 있습니다. 스위칭 손실은 레귤레이터의 스위칭 주파수를 제한합니다. 스위칭 주파수가 높을수록 MOSFET 스위칭 시간이 길어지고 손실도 커집니다. 스위치가 고주파에서 스위칭할 수 없다면, 더 작은 수동 부품(저항, 커패시터, 인덕터)의 사용이 제한되어 레귤레이터 밀도에 영향을 미칩니다. 많은 전자 설계자들은 부하 지점에서 ZVS를 사용하기를 원합니다.

이러한 문제에 대응하여 Picor는 고주파수에서 작동하여 스위칭 손실을 크게 줄이고 효율성을 향상시킬 수 있는 고성능, 고집적, 소프트 스위칭 벅 레귤레이터 플랫폼을 출시했습니다.

I. ZVS 적용 배경

영전압 스위칭(ZVS)은 스위치관이 꺼졌을 때 스위치관 양쪽 끝의 전압이 이미 0인 것을 의미합니다. 이렇게 하면 스위치관의 스위칭 손실을 최소화할 수 있습니다. 인덕션 쿠커, LLC 전원 등 우리가 일반적으로 사용하는 공진형 전원은 모두 공진형 전원입니다. 일반 충전기는 하드 스위칭 전원 공급 장치로, 이러한 공진 전원 공급 장치보다 손실이 더 높습니다. 따라서 ZVS는 매우 높은 효율성을 달성할 수 있습니다. 예를 들어, 인덕션 쿠커의 경우 전력을 상대적으로 높은 수준으로 조정하면 계속 가열됩니다. 전력을 더 낮은 수준으로 조정하면 공진 상태에 도달할 수 없기 때문에 간헐적으로 가열되기 시작합니다. 일반 충전기와 같은 하드 스위칭 전원 공급 장치는 로드 여부에 관계없이 항상 지속적으로 진동합니다. 그러나 ZVS에는 조정 범위가 일반적으로 좁다는 단점이 있습니다.

 
II. 영전압 스위칭(ZVS)의 원리

그림 2-1 영전압 스위칭 원리 다이어그램(DC 전원 공급 장치)

그림 2-2 영전압 스위칭 파형과 t2에서의 파형

전원이 인가되면 L1을 통해 흐르는 전류는 1입니다. 전원 공급 장치는 R2과 R1를 통해 Q2과 Q1를 켜고 L1을 통해 흐르는 전류는 점차 증가합니다. 두 스위칭 트랜지스터의 특성 차이로 인해 Q2과 Q1로 흐르는 전류가 달라집니다. Q2을 통해 흐르는 전류가 Q1보다 크다고 가정하면 Q2의 게이트 전압은 Q1의 게이트 전압보다 높아집니다. 다이오드 D2과 D1를 통해 'a' 지점의 전압은 'c' 지점의 전압보다 낮아져 'b'가 양(+)이고 'a'가 음(-)인 유도 전압이 발생합니다. 이는 T1을 통해 양의 피드백을 형성하여 Q2이 켜지고 QXNUMX가 꺼지면서 시동 프로세스가 완료됩니다.

(시간 간격 t0~t1) Q1이 도통하는 정상 상태에서, 이전 주기의 T1 전류는 'a'에서 'c'로 흐르고 C1 양단 전압은 1이었습니다. 전류는 급격히 변할 수 없으므로 T1을 흐르는 전류는 C1을 충전하여 점진적으로 'a'는 음극, 'c'는 양극인 C0 양단 전압을 형성하여 증가하는 사인파를 형성합니다. 이때, 전압 'a'는 Q1에 ​​의해 1V로 낮아지고, 'c' 지점의 전압은 사인파 형태로 증가합니다. Q3의 게이트 전압은 전압 기준 다이오드 D1에 의해 클램핑되어 QXNUMX의 도통을 클록 방식으로 유지합니다.

 
그림 2-3 (t0~t1) Q1 전도, T1 충전 C1

3. (시간 간격 t1~t2) C1은 T1을 통해 'c' 지점에서 'a' 지점까지 방전을 시작하여 C1 양단의 전압, 즉 'c' 지점의 전압이 정현파형으로 감소합니다. 동시에 T1을 통과하는 전류는 'c' 지점에서 'a' 지점까지 정현파로 증가합니다.

그림 2-4 (t1~t2) C1에서 T1 권선으로의 방전, C1 양단의 전압이 약 0일 때 Q1이 꺼지고 Q2가 켜집니다.

4. (시간 간격 t2) C1이 거의 방전되면 'c' 지점의 전압이 MOS 트랜지스터의 문턱 전압 부근으로 떨어지며, 이로 인해 Q1이 D2를 통해 증폭 영역으로 들어갑니다. 이때, 'c' 지점에서 'a' 지점까지 T1 권선을 통과하는 C1의 방전 전류는 최대값에 도달한다. 동시에 Q1이 증폭 영역에 진입하면서 'a' 지점의 전압이 점차 상승하고, Q2도 D1을 거쳐 증폭 영역으로 진입하게 된다.

5. (시간 간격 t2) C1이 완전히 방전되고, 'c' 지점에서 'a' 지점까지 T1 권선을 통과하는 전류가 최대값에 도달합니다. C1을 충전하기 시작하여 'a' 양수 및 'c' 음수를 갖는 C1 양단의 전압이 발생하는 반면 C1 양단의 전압은 정현파로 증가합니다. 이때 두 MOS 트랜지스터는 동시에 증폭 영역에 들어갑니다.

6. (오른쪽 그림) T1에 의한 C1의 지속적인 충전으로 인해 C1 양단의 전압은 'a' 지점에서는 양(+)이고 'c' 지점에서는 음(-)입니다. 두 다이오드를 통해 Q2의 게이트 전압은 증가하고 Q1의 게이트 전압은 점차 감소하여 양의 피드백을 형성합니다. 결과적으로 Q2는 켜지고 Q1은 꺼집니다.

7. Q2의 전도 과정은 Q1의 전도 과정과 유사하다.

8. L1의 인덕턴스 값은 T1의 인덕턴스 값보다 크고, L1을 통과하는 전류는 전체 발진 사이클 동안 상대적으로 일정하게 유지됩니다. 발진 과정에서 L1은 LC 발진기에 지속적으로 에너지를 보충합니다.

III. 제로 전압 스위칭(ZVS) 계산

1. 파형 진폭 계산

파형 그래프를 보면 L1의 'b' 지점의 파형이 사인파의 절대값(즉, 아래 Vbm까지 떨어지는 전압)임을 알 수 있다. 인덕터 양단의 전압 적분은 XNUMX이고 커패시터 양단의 전류 적분은 XNUMX인 정상 상태 조건을 사용하여 'b' 지점의 전압 진폭을 계산할 수 있습니다.

'b' 지점의 전압이 다음과 같다고 가정하면 , 전원 전압은 Vcc이고,

그러면 L1 양단의 전압은 다음과 같다. 따라서 ,

L1 양단의 전압을 적분하면...다음과 같이 계산,

파형 그래프에서 'b' 지점의 전압은 'a' 지점과 'c' 지점 사이의 전압의 절반인 것을 확인할 수 있습니다. 따라서 C1 양단의 전압이기도 한 'a'와 'c' 양단의 전압은 다음과 같습니다.따라서, .

2. 인덕터 전류 계산

커패시터 C1 양단의 전압을 알면 다음과 같습니다. , 커패시터에 저장된 에너지와 인덕터에 저장된 에너지에 대한 공식을 사용하여 인덕터의 최대 피크 전류를 계산할 수 있습니다. 인덕터의 최대 피크 전류는 다음 공식으로 계산됩니다. 여기서 L은 'a' 지점과 'c' 지점 사이의 인덕턴스 값입니다.

보시다시피 커패시턴스(C) 값이 크고 인덕턴스(L) 값이 작을수록 인덕터를 통과하는 전류가 증가합니다. 이로 인해 더 강한 자기장이 발생하고 전자기 유도 가열이 발생합니다. 그러나 인덕터를 통과하는 전류가 너무 커지면 저항 손실을 고려해야 합니다. 또한 커패시터를 통해 흐르는 최대 전류는 인덕터를 통해 흐르는 최대 전류와 동일합니다. 따라서 공진 커패시터를 선택할 때 최대 정격 전류를 고려해야 합니다.

3. 공진주파수 계산

이는 LC 병렬 공진이므로 공진 주파수는 다음과 같이 계산할 수 있습니다.

4. 인덕터 L1의 AC 피크 전류 계산

L1의 인덕턴스 값이 상대적으로 크면 L1을 통해 흐르는 전류는 주로 DC이며 발진에서 손실된 에너지를 보상합니다. 'b' 지점의 진폭이 알려져 있으므로 한 진동 사이클 동안 LXNUMX의 피크 AC 전류를 계산할 수 있습니다(실제 피크 전류는 DC 전류와 피크 AC 전류의 합입니다).

'b' 지점의 전압 Vb는 시간 t 동안 Vcc와 같습니다.

그러므로 전압을 적분함으로써,, L1을 통해 흐르는 피크 전류를 계산할 수 있습니다. L1이 작으면 피크 전류가 커지고 불필요한 손실이 발생합니다.

ZVS(제로 전압 스위칭) 토폴로지를 사용하는 100W PD(Power Delivery) 솔루션입니다.

더 큰 배터리 용량과 더 짧은 충전 시간에 대한 수요가 증가함에 따라 충전기 전력에 대한 요구 사항도 높아졌습니다. 소형 폼 팩터에서 높은 전력을 달성하는 것은 ZVS 토폴로지, 고성능 스위치, 혁신적인 패키징 방법, 설계 요구 사항을 충족하기 위한 광대역 간격 재료 사용 등 다양한 혁신적인 솔루션으로 이어지는 중요한 과제를 제기합니다.

목표는 전원 스위치와 새로운 토폴로지 구조를 활용하여 94% 효율과 23W/in3의 전력 밀도를 달성하는 것입니다.

더 높은 전력 밀도를 달성하려면 적절한 토폴로지 구조, 사양, 치수 및 고급 제어 기술을 선택해야 합니다. 현재 고전력 모바일 충전기 시장에는 PFC+QR 및 PFC+LLC를 포함하여 고전력 USB-PD 충전기에 사용할 수 있는 여러 솔루션이 있습니다. 그러나 이러한 솔루션에는 QR이 소프트 스위칭을 달성할 수 없고 가변 출력 전압 설계에 LLC 토폴로지를 사용하기 어렵다는 등 특정 제한 사항이 있습니다.

이러한 과제에 대응하여 Infineon은 새로운 비대칭 하프 브리지 하이브리드 플라이백 토폴로지를 도입했습니다(그림 1 참조). 하프 브리지와 직렬 커패시터는 기존 플라이백 변압기를 집합적으로 구동합니다. 플라이백 변압기의 주요 XNUMX차 인덕턴스와 직렬 커패시터는 공진 회로를 형성하여 하프 브리지 스위치의 ZVS 특성을 활성화하고 플라이백 변압기의 기존 자기소거 단계 동안 공진 전력 전달을 제공합니다. 정상 작동 중에 충전 주기 및 관련 전력은 피크 DC 전류에 의해 제어되는 반면, 자기소거 단계는 적절한 음의 사전 자화를 보장하기 위해 타이밍에 따라 제어되므로 하프 브리지 스위치에 필요한 ZVS 조건을 충족합니다.

그림 1: 비대칭 하프 브리지 플라이백 토폴로지의 단순화된 회로도.

2차측 전원 회로는 LLC 컨버터와 유사한 하프 브리지로 구동되는 LC 공진 회로를 통해 구현됩니다. 공진 인덕터 Lr은 변압기의 누설 인덕턴스 또는 외부 인덕터와 결합된 누설 인덕턴스가 될 수 있는 직렬 인덕터입니다. Lm은 변압기의 주요 인덕턴스를 나타냅니다. 하프 브리지의 양극 노드와 중간점 사이에 공진 커패시터 Cr과 트랜스포머의 XNUMX차 코일을 연결하여도 동일한 변환 효과를 얻을 수 있습니다. 하이사이드 스위치 HS가 전도되면 에너지는 Cr과 Lm에 저장되며, 각 부품에 저장된 에너지는 입력 전압과 스위칭 주파수에 따라 달라집니다(그림 XNUMX 참조).

하이사이드 스위치 HS가 꺼지면 변압기의 전류는 하프 브리지 VHB의 중간점을 로우사이드 스위치의 바디 다이오드가 전압을 클램프할 때까지 떨어뜨립니다.그런 다음 변압기 위상이 반전되는 동안 로우사이드 스위치가 0 전압에서 켜지고 에너지가 2차측으로 전달됩니다.로우사이드 스위치가 꺼지면 이전 단계에서 변압기에 유도된 음의 전류는 하프 브리지 VHB의 중간점의 전압을 이전 단계와 유사하게 하이사이드 스위치 HS의 바디 다이오드 클램프 전압까지 상승시킵니다.ZVS 조건에서 HS는 켜지고 LS는 꺼지지만 변압기의 공진 회로의 전류는 여전히 음수이므로 공진 회로의 초과 에너지가 입력단으로 반환됩니다.

하이브리드 플라이백 토폴로지를 선택하는 이유는 무엇입니까?

다른 플라이백 토폴로지에 비해 하이브리드 플라이백 변압기는 더 적은 에너지를 저장해야 하므로 충전기 크기를 줄이는 데 도움이 됩니다.

하이브리드 플라이백은 1차측에서 완전한 ZVS, 2차측에서 완전한 ZCS를 달성할 수 있으며, 누설 에너지도 회수할 수 있어 효율성이 향상됩니다.

다음 공식에서 볼 수 있듯이 출력 전압은 듀티 사이클에 따라 달라집니다. 하이브리드 플라이백의 경우 넓은 전압 출력 애플리케이션에서 LLC 토폴로지의 한계를 극복하여 넓은 전압 범위 출력을 달성하는 것이 훨씬 쉽습니다.

Vout: 출력 전압

D: 듀티 사이클

Vin: 입력 전압

Lm: 변압기 인덕턴스

N: 변압기 권선비

Lr: 변압기 누설 인덕턴스

Infineon의 100W USB-PD 참조 설계

전체 솔루션은 그림 3에 나와 있습니다. PFC 단은 임계 전도 모드 IRS2505와 ThinPAK 패키지 IPL60R185C7 CoolMOS™를 사용하고, DC-DC 단은 디지털 PWM 컨트롤러 XDPS2201과 IPLK60R360PFD7을 사용합니다. 동시에 BSC028N06NS는 동기 정류 스위치로 사용되며, 향후 충전기 동기 정류용으로 특별히 설계된 저전압 ISZ0702NLS로 교체하여 비용 효율성을 더욱 향상시킬 수 있습니다. 프로토콜 컨트롤러는 CYPD3174이고, p채널 MOS BSZ086N03NS3은 출력 안전 스위치로 사용됩니다.

이러한 구성을 통해 최대 효율은 94%에 도달할 수 있으며, 대기전력 소모는 60mW 미만이다.

최고의 효율성:

올바른 고전압 MOSFET을 선택하는 것이 중요합니다.

소프트 스위칭 기술을 통해 이 소자는 제로 전압 스위칭(ZVS)에서 작동할 수 있습니다. ZVS에서는 MOSFET의 드레인-소스 전압이 0V(또는 0V에 근접한 값)에 도달한 후에만 MOSFET이 켜집니다. 이 전략은 일반적으로 전체 스위치 손실의 주요 원인인 전도 손실을 제거합니다. 하지만 출력 커패시터의 "비제로 손실" 특성으로 인해 모든 고전압 SJ MOSFET은 MOSFET 출력 커패시턴스(Coss)의 충전 및 방전 과정에서 에너지 손실이라는 추가적인 손실을 겪습니다. 따라서 ZVS 조건에서 작동하더라도 출력 커패시터에 저장된 모든 에너지(Eoss)를 회수할 수는 없습니다. 이 현상은 Coss의 히스테리시스 특성과 관련이 있으며, 이는 Coss 충전/방전 사이클 동안 더 큰 신호 측정을 통해 관찰할 수 있습니다. 따라서 이러한 손실은 종종 Coss 히스테리시스 손실(Eoss,hys)이라고 합니다.

인피니언의 첨단 SJ 기술 덕분에 CoolMOS® PFD7 시리즈는 히스테리시스 손실을 더욱 줄여 효율을 더욱 향상시킵니다.

맺음말

디지털 XDPS2201 기반의 ZVS 유사 공진 토폴로지는 다양한 입력 전압 및 출력 전류 조건에서 ZVS 및 ZCS를 구현할 수 있습니다. 또한, 변압기 누설 인덕턴스로부터 에너지를 회수할 수도 있습니다. 고성능 전력 MOSFET은 94mm x 100mm x 60mm 크기의 40W USB-PD 설계에서 최대 18%의 효율을 달성하는 데 기여합니다.