A tecnologia Zero Voltage Switching (ZVS) / Zero Current Switching (ZCS), também conhecida como tecnologia de comutação suave, pode melhorar a eficiência de fontes de alimentação de comutação suave de baixa potência em até 80% a 85%. Na década de 1970, as fontes de alimentação comutadas ressonantes lançaram as bases para a tecnologia de comutação suave.

 
Introdução básica

As fontes de alimentação comutadas PWM operam em modo de comutação rígida, onde as formas de onda de tensão e corrente se sobrepõem durante o processo de ligar/desligar, resultando em grandes perdas de comutação. Embora a operação de alta frequência possa reduzir o tamanho e o peso, as perdas de comutação aumentam. Portanto, é necessário estudar tecnologias onde as formas de onda de tensão/corrente não se sobreponham durante a comutação, o que é chamado de tecnologia ZVS/ZCS ou tecnologia de soft-switching. A eficiência das fontes de alimentação de comutação suave de baixa potência pode ser melhorada para 80% a 85%. As fontes de alimentação comutadas ressonantes na década de 1970 lançaram as bases para a tecnologia de comutação suave. Desde então, novas tecnologias de comutação suave surgiram, como quase-ressonante (em meados da década de 1980), ZVS-PWM com mudança de fase de ponte completa, ZVS-PWM/ZCS-PWM de frequência constante (no final da década de 1980) , pinça ativa ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (no início da década de 1990), ZV-ZCS-PWM com mudança de fase de ponte completa (em meados da década de 1990), etc. tecnologia de comutação para fontes de alimentação de comunicação de 6kW com eficiência de 98%.

 
Aplicação de Tecnologia

 
Os principais requisitos para um regulador buck são geralmente tamanho e eficiência. Como a área da placa de circuito impresso é preciosa, nenhum projetista deseja alocar espaço extra para a solução de projeto de energia. Além disso, à medida que os microcontroladores e os processadores de sinais digitais (DSPs) continuam a evoluir, as soluções de design de placas de circuito também continuam a ser atualizadas. Embora a potência tenha aumentado, o tamanho do produto não pode aumentar. Portanto, reguladores de alta densidade foram desenvolvidos com o aprimoramento da mais recente integração de IC, tecnologia MOSFET e processos de embalagem. Mesmo assim, estes reguladores ainda não conseguem satisfazer os requisitos de aplicação de novos sistemas, especialmente porque a densidade de potência dentro do sistema continua a aumentar. A principal razão é que as perdas de comutação prejudicam o desempenho interno do MOSFET do regulador. Se estes problemas de perda não forem resolvidos fundamentalmente, apenas pequenas melhorias de desempenho poderão ser esperadas.

 
Razões para seleção

As principais causas das perdas de comutação são: primeiro, comutação brusca. Atualmente, a maioria das topologias de reguladores Buck não isolados apresentam altas perdas de comutação. A razão é que durante o período ligado/desligado, o MOSFET suporta simultaneamente alta tensão de corrente e alta tensão. Quando a frequência de chaveamento e a tensão de entrada aumentam, essas perdas também aumentam, limitando a frequência operacional máxima, a eficiência e a densidade de potência que podem ser alcançadas. Em segundo lugar, as perdas no acionamento do portão. Como a carga de Miller no circuito de acionamento do portão tem um alto consumo de energia, as perdas do acionamento do portão da topologia de comutação rígida também são altas. Terceiro, condução de diodo corporal. Quando o MOSFET do lado superior é ligado e desligado, uma alta corrente pulsante flui através do diodo do corpo do MOSFET do lado inferior. Quanto maior o tempo de condução do diodo corporal, maior será a perda de recuperação reversa e a perda de condução do diodo corporal. A condução do diodo corporal também pode causar overshoot e toque destrutivos. As perdas de comutação também limitam a frequência de comutação do regulador. Quanto maior a frequência de comutação, maior será o tempo de comutação do MOSFET e maiores serão as perdas. Se a chave não puder comutar em alta frequência, o uso de componentes passivos menores (resistores, capacitores e indutores) será limitado, afetando a densidade do regulador. Muitos projetistas eletrônicos esperam usar o ZVS no ponto de carga.

Em resposta a esses problemas, a Picor introduziu uma plataforma reguladora buck de comutação suave, de alto desempenho e altamente integrada, que pode operar em altas frequências, reduzindo significativamente as perdas de comutação e melhorando a eficiência.

I. Antecedentes da aplicação ZVS

Comutação de tensão zero (ZVS) refere-se a quando o tubo da chave está desligado, a tensão em ambas as extremidades do tubo da chave já é 0. Dessa forma, a perda de chaveamento do tubo da chave pode ser minimizada. As fontes de alimentação ressonantes que normalmente usamos, como fogões de indução e fontes de alimentação LLC, são todas fontes de alimentação ressonantes. Carregadores comuns são fontes de alimentação comutadas, que apresentam perdas maiores do que essas fontes de alimentação ressonantes. Portanto, o ZVS pode atingir uma eficiência muito alta. Por exemplo, num fogão de indução, quando ajustamos a potência para um nível relativamente elevado, ele continuará a aquecer; quando a potência é ajustada para um nível mais baixo, ela começa a aquecer intermitentemente porque não consegue atingir o estado ressonante. Fontes de alimentação hard-switching, como nossos carregadores comuns, sempre oscilam continuamente, independentemente de estarem carregadas ou descarregadas. No entanto, o ZVS tem uma desvantagem: a sua faixa de ajuste é geralmente estreita.

 
II. Princípios de comutação de tensão zero (ZVS)

Figura 2-1 Diagrama do princípio de comutação de tensão zero (fonte de alimentação CC)

Figura 2-2 Forma de onda de comutação de tensão zero e sua forma de onda em t2

Quando a energia é aplicada, a corrente que flui através de L1 é zero. A fonte de alimentação liga Q1 e Q2 através de R1 e R2, e a corrente através de L1 aumenta gradualmente. Devido às diferenças nas características entre os dois transistores chaveadores, a corrente que flui para Q1 e Q2 será diferente. Supondo que a corrente através de Q1 seja maior que Q2, a tensão da porta de Q1 será maior que a de Q2. Através dos diodos D1 e D2, a tensão no ponto 'a' será menor que a do ponto 'c', resultando em uma tensão induzida com 'b' positivo e 'a' negativo. Isso forma um feedback positivo por meio de T1, fazendo com que Q1 seja ligado e Q2 desligado, completando o processo de inicialização.

(Intervalo de tempo t0~t1) Durante o estado estacionário quando Q1 está conduzindo, a corrente do período anterior através de T1 foi de 'a' a 'c', e a tensão em C1 foi zero. Como a corrente não pode mudar abruptamente, a corrente através de T1 carrega C1, resultando gradualmente em uma tensão através de C1 com 'a' negativo e 'c' positivo, formando uma forma de onda senoidal crescente. Neste momento, a tensão 'a' é reduzida para 0V por Q1, fazendo com que a tensão no ponto 'c' aumente sinusoidalmente. A tensão da porta de Q1 é fixada pelo diodo de referência de tensão D3, mantendo Q1 conduzindo de maneira sincronizada.

 
Figura 2-3 (t0~t1) Condução Q1, Carregamento T1 C1

3. (Intervalo de tempo t1~t2) C1 começa a descarregar através de T1 do ponto 'c' para o ponto 'a', fazendo com que a tensão em C1, ou seja, a tensão no ponto 'c', diminua senoidalmente. Ao mesmo tempo, a corrente através de T1 aumenta sinusoidalmente do ponto 'c' para o ponto 'a'.

Figura 2-4 (t1~t2) Descarga do enrolamento C1 para T1, quando a tensão em C1 está em torno de 0, Q1 desliga e Q2 liga.

4. (Intervalo de tempo t2) Quando C1 está quase descarregado, a tensão no ponto 'c' cai para próximo da tensão limite do transistor MOS, o que faz com que Q1 entre na região de amplificação através de D2. Neste momento, a corrente de descarga de C1 através do enrolamento T1 do ponto 'c' ao ponto 'a' atinge o seu valor máximo. Simultaneamente, à medida que Q1 entra na região de amplificação, a tensão no ponto 'a' aumenta gradualmente e Q2 também entra na região de amplificação através de D1.

5. (Intervalo de tempo t2) C1 está totalmente descarregado e a corrente através do enrolamento T1 do ponto 'c' ao ponto 'a' atinge seu valor máximo. Ele começa a carregar C1, resultando em uma tensão em C1 com 'a' positivo e 'c' negativo, enquanto a tensão em C1 aumenta senoidalmente. Neste momento, ambos os transistores MOS entram simultaneamente na região de amplificação.

6. (Figura à direita) Devido ao carregamento contínuo de C1 por T1, a tensão em C1 é positiva no ponto 'a' e negativa no ponto 'c'. Através dos dois diodos, a tensão da porta de Q2 aumenta e a tensão da porta de Q1 diminui gradualmente, formando um feedback positivo. Como resultado, Q2 é ligado e Q1 é desligado.

7. O processo de condução de Q2 é semelhante ao de Q1.

8. O valor da indutância de L1 é maior que o de T1, e a corrente através de L1 permanece relativamente constante durante todo o ciclo de oscilação. Durante o processo de oscilação, L1 reabastece continuamente a energia do oscilador LC.

III. Cálculo de comutação de tensão zero (ZVS)

1. Cálculo da amplitude da forma de onda

No gráfico da forma de onda, pode-se observar que a forma de onda no ponto 'b' de L1 é o valor absoluto de uma onda senoidal (ou seja, a tensão que cai para Vbm abaixo). Usando a condição de estado estacionário onde a integral da tensão no indutor é zero e a integral da corrente no capacitor é zero, a amplitude da tensão no ponto 'b' pode ser calculada.

Supondo que a tensão no ponto 'b' seja , e a tensão da fonte de alimentação é Vcc,

Então a tensão em ambas as extremidades de L1 é assim sendo ,

Integrando a tensão em ambas as extremidades de L1...calculado como,

No gráfico da forma de onda, pode-se observar que a tensão no ponto 'b' é metade da tensão entre os pontos 'a' e 'c'. Portanto, a tensão nas extremidades 'a' e 'c', que também é a tensão em C1, é...assim sendo, .

2. Cálculo da Corrente do Indutor

Uma vez que conhecemos a tensão no capacitor C1, é , podemos calcular a corrente de pico máxima no indutor usando as fórmulas para a energia armazenada em um capacitor e a energia armazenada em um indutor. A corrente máxima de pico no indutor é dada pela fórmula: , onde L é o valor da indutância entre os pontos 'a' e 'c'.

Como podemos ver, com um valor maior de capacitância (C) e um valor menor de indutância (L), a corrente através do indutor aumenta. Isso resulta em um campo magnético mais forte e leva ao aquecimento por indução eletromagnética. Porém, quando a corrente através do indutor se torna muito grande, precisamos considerar as perdas na sua resistência. Além disso, a corrente máxima que flui através do capacitor é igual à corrente máxima através do indutor. Portanto, ao selecionar o capacitor ressonante, precisamos levar em consideração sua corrente máxima.

3. Cálculo da Frequência Ressonante

Como esta é uma ressonância paralela LC, a frequência de ressonância pode ser calculada como

4. Cálculo da corrente de pico CA no indutor L1

Quando o valor da indutância de L1 é relativamente grande, a corrente que flui através dele é principalmente CC, compensando a energia perdida na oscilação. Como a amplitude no ponto 'b' é conhecida, podemos calcular o pico da corrente CA em L1 durante um ciclo de oscilação (a corrente de pico real é a soma da corrente CC e do pico da corrente CA).

A tensão no ponto 'b', Vb, é igual a Vcc por um período de tempo, t:

Portanto, integrando a tensão,, podemos calcular a corrente de pico que flui através de L1. Um L1 pequeno resultará em um pico de corrente grande, levando a perdas desnecessárias.

Uma solução PD (Power Delivery) de 100 W usando a topologia de comutação de tensão zero (ZVS).

A crescente demanda por maior capacidade de bateria e menor tempo de carregamento aumentou os requisitos de potência do carregador. Alcançar alta potência em um formato pequeno representa um desafio significativo, levando a várias soluções inovadoras, incluindo a topologia ZVS, switches de alto desempenho, métodos de empacotamento inovadores e o uso de materiais de banda larga para atender aos requisitos de projeto.

O objetivo é atingir 94% de eficiência e uma densidade de potência de 23 W/in3, utilizando interruptores de potência e novas estruturas de topologia.

Para alcançar maior densidade de potência, é necessário selecionar a estrutura de topologia, especificações, dimensões e técnicas de controle avançadas apropriadas. No mercado atual de carregadores móveis de alta potência, existem várias soluções disponíveis para carregadores USB-PD de alta potência, incluindo PFC+QR e PFC+LLC. No entanto, essas soluções têm certas limitações, como a incapacidade do QR de obter comutação suave e a dificuldade de usar a topologia LLC para projetos de tensão de saída variável.

Em resposta a esses desafios, a Infineon introduziu uma nova topologia flyback híbrida de meia ponte assimétrica (conforme mostrado na Figura 1). A meia ponte e o capacitor em série acionam coletivamente o transformador flyback convencional. A indutância primária principal do transformador flyback e o capacitor em série formam um circuito ressonante, que permite as características ZVS dos interruptores de meia ponte e fornece transferência de potência ressonante durante a fase de desmagnetização convencional do transformador flyback. Durante a operação normal, o ciclo de carga e a potência relacionada são controlados pela corrente CC de pico, enquanto a fase de desmagnetização é controlada pelo tempo para garantir a pré-magnetização negativa adequada, atendendo assim às condições ZVS exigidas para os interruptores de meia ponte.

Figura 1: Diagrama esquemático simplificado da topologia flyback de meia ponte assimétrica.

O circuito de potência do lado primário é implementado através de um circuito ressonante LC, que é acionado por uma meia ponte semelhante a um conversor LLC. O indutor ressonante Lr é um indutor em série que pode ser a indutância de fuga do transformador ou a indutância de fuga combinada com um indutor externo. Lm representa a indutância principal do transformador. O mesmo efeito de conversão também pode ser alcançado conectando o capacitor ressonante Cr e a bobina primária do transformador entre o nó positivo e o ponto médio da meia ponte. Quando a chave do lado alto HS estiver conduzindo, a energia será armazenada em Cr e Lm, e a energia armazenada em cada componente variará com a tensão de entrada e a frequência de chaveamento (conforme mostrado na Figura 2).

Quando a chave do lado alto HS é desligada, a corrente no transformador forçará o ponto médio da meia ponte VHB a cair até que o diodo do corpo da chave do lado baixo fixe a tensão. Então, a chave do lado inferior liga com tensão zero enquanto a fase do transformador inverte e a energia é transferida para o lado secundário. Quando a chave do lado inferior é desligada, a corrente negativa induzida no transformador no estágio anterior forçará a tensão no ponto médio da meia ponte VHB a aumentar até que a tensão de fixação do diodo corporal da chave do lado alto HS, semelhante para a etapa anterior. Nas condições ZVS, o HS é ligado enquanto o LS está desligado, mas a corrente no circuito ressonante do transformador ainda é negativa, o que significa que o excesso de energia no circuito ressonante será devolvido à extremidade de entrada.

Por que escolher a topologia flyback híbrida?

Comparado com outras topologias flyback, o transformador flyback híbrido precisa armazenar menos energia, o que ajuda a reduzir o tamanho do carregador.

O flyback híbrido pode atingir ZVS completo no lado primário e ZCS completo no lado secundário, e a energia de vazamento também pode ser recuperada, melhorando assim a eficiência.

Conforme mostrado na fórmula a seguir, a tensão de saída varia com o ciclo de trabalho. Para o flyback híbrido, é muito mais fácil obter uma saída de ampla faixa de tensão, superando as limitações da topologia LLC em aplicações de saída de ampla tensão.

Vout: Tensão de saída

D: Ciclo de trabalho

Vin: Tensão de entrada

Lm: Indutância do transformador

N: Relação de giros do transformador

Lr: Indutância de vazamento do transformador

Design de referência USB-PD de 100 W da Infineon

A solução completa é mostrada na Figura 3. O estágio PFC utiliza o modo de condução crítica IRS2505 e o pacote ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS®, enquanto o estágio CC-CC utiliza o controlador PWM digital XDPS2201 e o IPLK60R360PFD7. Ao mesmo tempo, o BSC028N06NS é usado como uma chave de retificação síncrona (que pode ser substituída pela ISZ0702NLS de baixa tensão, projetada especificamente para retificação síncrona de carregadores no futuro, a fim de melhorar ainda mais a relação custo-benefício). O controlador de protocolo é o CYPD3174, e o MOS de canal p BSZ086N03NS3 é usado como chave de segurança de saída.

Através desta configuração, a eficiência máxima pode chegar a 94% e o consumo de energia em standby é inferior a 60mW.

Maior eficiência:

Escolher o MOSFET de alta tensão certo é crucial

A tecnologia de comutação suave permite que o dispositivo opere sob comutação de tensão zero (ZVS), onde o MOSFET só liga depois que a tensão da fonte de drenagem atinge 0V (ou próximo de 0V). Esta estratégia elimina as perdas de condução, que normalmente são os principais contribuintes para as perdas totais de comutação. Infelizmente, devido à natureza de "perda diferente de zero" do capacitor de saída, todos os MOSFETs SJ de alta tensão sofrem de uma perda adicional conhecida como perda de energia durante a carga e descarga da capacitância de saída do MOSFET (Coss). Portanto, mesmo operando em condições ZVS, não é possível recuperar toda a energia armazenada no capacitor de saída (Eoss). Este fenômeno está relacionado à característica de histerese do Coss, que pode ser observada através de medições de sinal maiores durante o ciclo de carga/descarga do Coss. Como resultado, essas perdas são frequentemente chamadas de perdas por histerese de Coss (Eoss,hys).

Graças à avançada tecnologia SJ da Infineon, a série CoolMOS™ PFD7 reduz ainda mais as perdas por histerese, ajudando a melhorar ainda mais a eficiência.

Conclusão

Com base no XDPS2201 digital, a topologia quase ressonante ZVS pode atingir ZVS e ZCS sob diferentes condições de tensão de entrada e corrente de saída. Além disso, também pode recuperar energia da indutância de fuga do transformador. Os MOSFETs de potência de alto desempenho contribuem para alcançar até 94% de eficiência no design USB-PD de 100 W com dimensões de 60 mm x 40 mm x 18 mm.