La tecnologia Zero Voltage Switching (ZVS)/Zero Current Switching (ZCS), nota anche come tecnologia soft-switching, può migliorare l'efficienza degli alimentatori soft-switching a bassa potenza fino all'80%-85%. Negli anni '1970, gli alimentatori a commutazione risonante gettarono le basi per la tecnologia soft-switching.

 
Introduzione di base

Gli alimentatori a commutazione PWM funzionano in modalità hard-switching, in cui le forme d'onda di tensione e corrente si sovrappongono durante il processo di accensione/spegnimento, determinando grandi perdite di commutazione. Sebbene il funzionamento ad alta frequenza possa ridurre dimensioni e peso, le perdite di commutazione aumentano. Pertanto, è necessario studiare tecnologie in cui le forme d'onda di tensione/corrente non si sovrappongono durante la commutazione, chiamata tecnologia ZVS/ZCS o tecnologia soft-switching. L'efficienza degli alimentatori soft-switching a basso consumo può essere migliorata dall'80% all'85%. Gli alimentatori a commutazione risonante negli anni '1970 gettarono le basi per la tecnologia a commutazione morbida. Da allora, sono emerse nuove tecnologie di commutazione graduale, come la quasi risonante (a metà degli anni '1980), ZVS-PWM sfasato a ponte intero, ZVS-PWM/ZCS-PWM a frequenza costante (alla fine degli anni '1980) , morsetto attivo ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (all'inizio degli anni '1990), ZV-ZCS-PWM sfasato a ponte intero (a metà degli anni '1990), ecc. La Cina ha già applicato le ultime tecnologie soft- tecnologia switching ad alimentatori di comunicazione da 6 kW con un'efficienza del 98%.

 
Applicazione della tecnologia

 
I requisiti chiave per un regolatore buck sono solitamente dimensioni ed efficienza. Poiché lo spazio disponibile sul circuito stampato è prezioso, nessun progettista desidera allocare spazio extra alla soluzione di progettazione dell'alimentazione. Inoltre, con la continua evoluzione dei microcontrollori e dei processori di segnale digitale (DSP), anche le soluzioni di progettazione dei circuiti stampati continuano ad aggiornarsi. Sebbene la potenza sia aumentata, le dimensioni del prodotto non possono aumentare. Pertanto, sono stati sviluppati regolatori ad alta densità con il miglioramento dell'integrazione dei circuiti integrati, della tecnologia MOSFET e dei processi di packaging più recenti. Ciononostante, questi regolatori non sono ancora in grado di soddisfare i requisiti applicativi dei nuovi sistemi, soprattutto perché la densità di potenza all'interno del sistema continua ad aumentare. Il motivo principale è che le perdite di commutazione ostacolano le prestazioni interne del MOSFET del regolatore. Se questi problemi di perdite non vengono risolti radicalmente, ci si possono aspettare solo lievi miglioramenti delle prestazioni.

 
Motivi della selezione

Le principali cause delle perdite di commutazione sono: in primo luogo, la commutazione "hard". Attualmente, la maggior parte delle topologie di regolatori buck non isolati presenta elevate perdite di commutazione. Il motivo è che durante il periodo di accensione/spegnimento, il MOSFET sopporta contemporaneamente elevate correnti e tensioni elevate. All'aumentare della frequenza di commutazione e della tensione di ingresso, anche queste perdite aumentano, limitando la massima frequenza operativa, efficienza e densità di potenza ottenibili. In secondo luogo, le perdite di pilotaggio del gate. Poiché la carica di Miller nel circuito di pilotaggio del gate ha un elevato consumo di potenza, anche le perdite di pilotaggio del gate della topologia di commutazione "hard" sono elevate. In terzo luogo, la conduzione del diodo di corpo. Quando il MOSFET sul lato alto viene acceso e spento, un'elevata corrente pulsante scorre attraverso il diodo di corpo del MOSFET sul lato basso. Maggiore è il tempo di conduzione del diodo di corpo, maggiori sono la perdita di recupero inverso e la perdita di conduzione del diodo di corpo. La conduzione del diodo di corpo può anche causare sovraelongazioni e oscillazioni distruttive. Le perdite di commutazione limitano anche la frequenza di commutazione del regolatore. Maggiore è la frequenza di commutazione, maggiore è il tempo di commutazione del MOSFET e maggiori sono le perdite. Se l'interruttore non riesce a commutare ad alta frequenza, l'uso di componenti passivi più piccoli (resistori, condensatori e induttori) sarà limitato, influenzando la densità del regolatore. Molti progettisti elettronici sperano di utilizzare la ZVS nel punto di carico.

In risposta a questi problemi, Picor ha introdotto una piattaforma di regolatore buck a commutazione morbida ad alte prestazioni, altamente integrata, in grado di funzionare ad alte frequenze, riducendo notevolmente le perdite di commutazione e migliorando l'efficienza.

I. Contesto dell'applicazione ZVS

La commutazione a tensione zero (ZVS) si riferisce a quando il tubo dell'interruttore è spento, la tensione su entrambe le estremità del tubo dell'interruttore è già 0. In questo modo è possibile ridurre al minimo la perdita di commutazione del tubo dell'interruttore. Gli alimentatori risonanti che utilizziamo abitualmente, come i piani cottura a induzione e gli alimentatori LLC, sono tutti alimentatori risonanti. I caricabatterie ordinari sono alimentatori a commutazione fissa, che presentano perdite maggiori rispetto a questi alimentatori risonanti. Pertanto, ZVS può raggiungere un'efficienza molto elevata. Ad esempio, in un fornello a induzione, quando regoliamo la potenza a un livello relativamente alto, continuerà a riscaldarsi; quando la potenza viene regolata ad un livello inferiore, inizia a riscaldarsi in modo intermittente perché non può raggiungere lo stato di risonanza. Gli alimentatori a commutazione dura come i nostri normali caricabatterie oscillano sempre continuamente, indipendentemente dal fatto che siano caricati o scaricati. ZVS ha però uno svantaggio: il suo campo di regolazione è generalmente ristretto.

 
II. Principi di commutazione a tensione zero (ZVS)

Figura 2-1 Diagramma del principio di commutazione a tensione zero (alimentazione CC)

Figura 2-2 Forma d'onda di commutazione a tensione zero e relativa forma d'onda a t2

Quando viene applicata l'alimentazione, la corrente che scorre attraverso L1 è nulla. L'alimentatore attiva Q1 e Q2 tramite R1 e R2, e la corrente attraverso L1 aumenta gradualmente. A causa delle differenze nelle caratteristiche tra i due transistor di commutazione, la corrente che scorre in Q1 e Q2 sarà diversa. Supponendo che la corrente attraverso Q1 sia maggiore di quella attraverso Q2, la tensione di gate di Q1 sarà maggiore di quella di Q2. Attraverso i diodi D1 e D2, la tensione nel punto "a" sarà inferiore a quella nel punto "c", con conseguente tensione indotta con "b" positivo e "a" negativo. Questo forma un feedback positivo attraverso T1, causando l'accensione di Q1 e lo spegnimento di Q2, completando il processo di avvio.

(Intervallo di tempo t0~t1) Durante lo stato stazionario, quando Q1 è in conduzione, la corrente del periodo precedente attraverso T1 era da 'a' a 'c' e la tensione ai capi di C1 era zero. Poiché la corrente non può variare bruscamente, la corrente attraverso T1 carica C1, generando gradualmente una tensione ai capi di C1 con 'a' negativa e 'c' positiva, formando un'onda sinusoidale crescente. In questo momento, la tensione 'a' viene abbassata a 0 V da Q1, causando un aumento sinusoidale della tensione nel punto 'c'. La tensione di gate di Q1 è bloccata dal diodo di riferimento di tensione D3, mantenendo Q1 in conduzione in modo sincronizzato.

 
Figura 2-3 (t0~t1) Q1 Conduzione, T1 Carica C1

3. (Intervallo di tempo t1~t2) C1 inizia a scaricarsi attraverso T1 dal punto 'c' al punto 'a', provocando una diminuzione sinusoidale della tensione su C1, ovvero la tensione nel punto 'c'. Allo stesso tempo, la corrente attraverso T1 aumenta in modo sinusoidale dal punto "c" al punto "a".

Figura 2-4 (t1~t2) Scarica dell'avvolgimento da C1 a T1, quando la tensione su C1 è intorno a 0, Q1 si spegne e Q2 si accende.

4. (Intervallo di tempo t2) Quando C1 è quasi scarico, la tensione nel punto "c" scende intorno alla tensione di soglia del transistor MOS, il che fa sì che Q1 entri nella regione di amplificazione attraverso D2. In questo momento, la corrente di scarica di C1 attraverso l'avvolgimento T1 dal punto "c" al punto "a" raggiunge il suo valore massimo. Contemporaneamente, quando Q1 entra nella regione di amplificazione, la tensione nel punto "a" aumenta gradualmente e anche Q2 entra nella regione di amplificazione attraverso D1.

5. (Intervallo di tempo t2) C1 è completamente scarico e la corrente attraverso l'avvolgimento T1 dal punto "c" al punto "a" raggiunge il suo valore massimo. Inizia a caricare C1, risultando in una tensione su C1 con "a" positiva e "c" negativa, mentre la tensione su C1 aumenta in modo sinusoidale. In questo momento, entrambi i transistor MOS entrano contemporaneamente nella regione di amplificazione.

6. (Figura a destra) A causa della carica continua di C1 da parte di T1, la tensione ai capi di C1 è positiva nel punto 'a' e negativa nel punto 'c'. Attraverso i due diodi, la tensione di gate di Q2 aumenta e la tensione di gate di Q1 diminuisce gradualmente, formando un feedback positivo. Di conseguenza, Q2 si accende e Q1 si spegne.

7. Il processo di conduzione del Q2 è simile a quello del Q1.

8. Il valore di induttanza di L1 è maggiore di quello di T1 e la corrente attraverso L1 rimane relativamente costante durante l'intero ciclo di oscillazione. Durante il processo di oscillazione, L1 fornisce continuamente energia all'oscillatore LC.

III. Calcolo della commutazione a tensione zero (ZVS).

1. Calcolo dell'ampiezza della forma d'onda

Dal grafico della forma d'onda si può vedere che la forma d'onda nel punto 'b' di L1 è il valore assoluto di un'onda sinusoidale (cioè la tensione che scende fino a Vbm sotto). Utilizzando la condizione di stato stazionario in cui l'integrale di tensione attraverso l'induttore è zero e l'integrale di corrente attraverso il condensatore è zero, è possibile calcolare l'ampiezza della tensione nel punto "b".

Supponendo che la tensione nel punto "b" sia , e la tensione dell'alimentatore è Vcc,

Quindi la tensione su entrambe le estremità di L1 è perciò ,

Integrando la tensione su entrambe le estremità di L1...calcolato come,

Dal grafico della forma d'onda si può osservare che la tensione nel punto "b" è la metà della tensione tra i punti "a" e "c". Pertanto, la tensione alle estremità "a" e "c", che è anche la tensione su C1, è...perciò, .

2. Calcolo della corrente dell'induttore

Una volta che conosciamo la tensione ai capi del condensatore C1, lo è , possiamo calcolare la corrente di picco massima nell'induttore utilizzando le formule per l'energia immagazzinata in un condensatore e l'energia immagazzinata in un induttore. La corrente di picco massima nell'induttore è data dalla formula: , dove L è il valore dell'induttanza tra i punti 'a' e 'c'.

Come possiamo vedere, con un valore maggiore della capacità (C) e un valore minore dell'induttanza (L), la corrente attraverso l'induttore aumenta. Ciò si traduce in un campo magnetico più forte e porta al riscaldamento per induzione elettromagnetica. Tuttavia, quando la corrente che attraversa l'induttore diventa troppo elevata, dobbiamo considerare le perdite nella sua resistenza. Inoltre, la corrente massima che scorre attraverso il condensatore è uguale alla corrente massima attraverso l'induttore. Pertanto, quando si sceglie un condensatore risonante, è necessario tenere conto della sua corrente massima.

3. Calcolo della frequenza di risonanza

Poiché si tratta di una risonanza parallela LC, la frequenza di risonanza può essere calcolata come

4. Calcolo della corrente di picco CA sull'induttore L1

Quando il valore di induttanza di L1 è relativamente grande, la corrente che lo attraversa è principalmente continua, compensando l'energia persa nell'oscillazione. Poiché l'ampiezza nel punto "b" è nota, possiamo calcolare la corrente CA di picco in L1 durante un ciclo di oscillazione (la corrente di picco effettiva è la somma della corrente CC e della corrente CA di picco).

La tensione nel punto "b", Vb, è uguale a Vcc per un periodo di tempo t:

Pertanto, integrando la tensione,, possiamo calcolare la corrente di picco che scorre attraverso L1. Una L1 piccola comporterà una corrente di picco elevata, con conseguenti perdite inutili.

Una soluzione PD (Power Delivery) da 100 W che utilizza la topologia di commutazione a tensione zero (ZVS).

La crescente domanda di una maggiore capacità della batteria e di tempi di ricarica più brevi ha aumentato i requisiti di potenza del caricabatterie. Raggiungere una potenza elevata in un fattore di forma ridotto rappresenta una sfida significativa, che porta a varie soluzioni innovative tra cui la topologia ZVS, interruttori ad alte prestazioni, metodi di confezionamento innovativi e l'uso di materiali ad ampio gap di banda per soddisfare i requisiti di progettazione.

L'obiettivo è raggiungere un'efficienza del 94% e una densità di potenza di 23 W/in3 utilizzando interruttori di potenza e nuove strutture topologiche.

Per ottenere una densità di potenza più elevata, è necessario selezionare la struttura topologica, le specifiche, le dimensioni e le tecniche di controllo avanzate appropriate. Nell'attuale mercato dei caricabatterie mobili ad alta potenza, sono disponibili molteplici soluzioni per caricabatterie USB-PD ad alta potenza, tra cui PFC+QR e PFC+LLC. Tuttavia, queste soluzioni presentano alcune limitazioni, come l'incapacità di QR di ottenere la commutazione graduale e la difficoltà di utilizzare la topologia LLC per la progettazione di tensioni di uscita variabili.

In risposta a queste sfide, Infineon ha introdotto una nuova topologia flyback ibrida a semiponte asimmetrico (come mostrato nella Figura 1). Il mezzo ponte e il condensatore in serie guidano collettivamente il trasformatore flyback convenzionale. L'induttanza primaria principale del trasformatore flyback e il condensatore in serie formano un circuito risonante, che abilita le caratteristiche ZVS degli interruttori a mezzo ponte e fornisce il trasferimento di potenza risonante durante la fase di smagnetizzazione convenzionale del trasformatore flyback. Durante il normale funzionamento, il ciclo di carica e la relativa potenza sono controllati dalla corrente continua di picco, mentre la fase di smagnetizzazione è controllata dai tempi per garantire un'adeguata premagnetizzazione negativa, soddisfacendo così le condizioni ZVS richieste per gli interruttori a mezzo ponte.

Figura 1: diagramma schematico semplificato della topologia flyback asimmetrica a semiponte.

Il circuito di potenza sul lato primario è implementato tramite un circuito risonante LC, pilotato da un semiponte simile ad un convertitore LLC. L'induttore risonante Lr è un induttore in serie che può essere l'induttanza di dispersione del trasformatore o l'induttanza di dispersione combinata con un induttore esterno. Lm rappresenta l'induttanza principale del trasformatore. Lo stesso effetto di conversione può essere ottenuto anche collegando il condensatore risonante Cr e la bobina primaria del trasformatore tra il nodo positivo e il punto medio del semiponte. Quando l'interruttore high-side HS è in conduzione, l'energia verrà immagazzinata in Cr e Lm e l'energia immagazzinata in ciascun componente varierà con la tensione di ingresso e la frequenza di commutazione (come mostrato nella Figura 2).

Quando l'interruttore lato alto HS viene disattivato, la corrente nel trasformatore forza il punto medio del semiponte VHB a scendere finché il diodo di corpo dell'interruttore lato basso non blocca la tensione. Quindi, l'interruttore lato basso si attiva a tensione zero mentre la fase del trasformatore si inverte e l'energia viene trasferita al lato secondario. Quando l'interruttore lato basso si disattiva, la corrente negativa indotta nel trasformatore nello stadio precedente forza la tensione nel punto medio del semiponte VHB a salire finché la tensione di bloccaggio del diodo di corpo dell'interruttore lato alto HS non si blocca, in modo simile allo stadio precedente. In condizioni ZVS, HS viene attivato mentre LS è disattivato, ma la corrente nel circuito risonante del trasformatore è ancora negativa, il che significa che l'energia in eccesso nel circuito risonante verrà restituita all'ingresso.

Perché scegliere la topologia flyback ibrida?

Rispetto ad altre topologie flyback, il trasformatore flyback ibrido deve immagazzinare meno energia, il che aiuta a ridurre le dimensioni del caricabatterie.

Il trasformatore di riga ibrido può raggiungere una ZVS completa sul lato primario e una ZCS completa sul lato secondario, inoltre è possibile recuperare l'energia di dispersione, migliorando così l'efficienza.

Come mostrato nella formula seguente, la tensione di uscita varia con il ciclo di lavoro. Per il trasformatore di riga ibrido, è molto più semplice ottenere un'uscita ad ampio intervallo di tensione, superando i limiti della topologia LLC nelle applicazioni con uscita ad ampia tensione.

Vout: tensione di uscita

D: Ciclo di lavoro

Vin: tensione di ingresso

Lm: Induttanza del trasformatore

N: Rapporto giri trasformatore

Lr: Induttanza di dispersione del trasformatore

Progetto di riferimento USB-PD da 100 W di Infineon

La soluzione completa è mostrata in Figura 3. Lo stadio PFC utilizza il chip IRS2505 in modalità di conduzione critica e il package ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS®, mentre lo stadio DC-DC utilizza il controller PWM digitale XDPS2201 e IPLK60R360PFD7. Allo stesso tempo, il BSC028N06NS viene utilizzato come interruttore di raddrizzamento sincrono (che in futuro potrà essere sostituito con l'ISZ0702NLS a bassa tensione, progettato specificamente per il raddrizzamento sincrono del caricabatterie, per migliorare ulteriormente l'economicità). Il controller di protocollo è CYPD3174 e il MOS a canale p BSZ086N03NS3 viene utilizzato come interruttore di sicurezza in uscita.

Attraverso questa configurazione, l'efficienza di picco può raggiungere il 94% e il consumo energetico in standby è inferiore a 60 mW.

Massima efficienza:

La scelta del MOSFET ad alta tensione giusto è fondamentale

La tecnologia soft-switching consente al dispositivo di funzionare in condizioni di commutazione a tensione zero (ZVS), in cui il MOSFET si accende solo dopo che la sua tensione drain-source raggiunge 0 V (o quasi 0 V). Questa strategia elimina le perdite di conduzione, che sono tipicamente i principali fattori che contribuiscono alle perdite totali di commutazione. Sfortunatamente, a causa della natura "non-zero-loss" del condensatore di uscita, tutti i MOSFET SJ ad alta tensione subiscono una perdita aggiuntiva nota come perdita di energia durante la carica e la scarica della capacità di uscita del MOSFET (Coss). Pertanto, anche quando si opera in condizioni ZVS, non è possibile recuperare tutta l'energia immagazzinata nel condensatore di uscita (Eoss). Questo fenomeno è correlato alla caratteristica di isteresi del Coss, che può essere osservata attraverso misurazioni del segnale più ampie durante il ciclo di carica/scarica del Coss. Di conseguenza, queste perdite sono spesso denominate perdite per isteresi del Coss (Eoss,hys).

Grazie all'avanzata tecnologia SJ di Infineon, la serie CoolMOS® PFD7 riduce ulteriormente le perdite per isteresi, contribuendo così a migliorare ulteriormente l'efficienza.

Conclusione

Basata sul processore digitale XDPS2201, la topologia quasi risonante ZVS può raggiungere ZVS e ZCS in diverse condizioni di tensione di ingresso e corrente di uscita. Inoltre, può anche recuperare energia dall'induttanza di dispersione del trasformatore. I MOSFET di potenza ad alte prestazioni contribuiscono a raggiungere un'efficienza fino al 94% nel design USB-PD da 100 W con dimensioni di 60 mm x 40 mm x 18 mm.