零电压开关（ZVS）电路原理与设计

2022-03-16 594

零电压开关（ZVS）/零电流开关（ZCS）技术也称为软开关技术，可以将小功率软开关电源的效率提高高达80%至85%。 1970 世纪 XNUMX 年代，谐振开关电源为软开关技术奠定了基础。

基本介绍

PWM开关电源工作在硬开关模式，在开/关过程中电压和电流波形重叠，导致开关损耗较大。虽然高频操作可以减小尺寸和重量，但开关损耗会增加。因此，有必要研究开关时电压/电流波形不重叠的技术，即ZVS/ZCS技术或软开关技术。小功率软开关电源的效率可提高到80%~85%。 1970世纪1980年代的谐振开关电源为软开关技术奠定了基础。此后，新的软开关技术不断涌现，如准谐振（1980世纪1990年代中期）、全桥相移ZVS-PWM、恒频ZVS-PWM/ZCS-PWM（1990年代末）、ZVS-PWM有源钳位、ZVT-PWM/ZCT-PWM（6年代初期）、全桥移相ZV-ZCS-PWM（98年代中期）等。我国已经应用了最新的软XNUMXkW通信电源的切换技术，效率高达XNUMX%。

技术应用

降压稳压器的关键要求通常是尺寸和效率。由于印刷电路板面积非常宝贵，因此没有设计人员愿意为电源设计解决方案分配额外的空间。此外，随着微控制器和数字信号处理器（DSP）的不断发展，电路板设计解决方案也不断升级。虽然功率增加了，但产品尺寸却无法增加。因此，随着最新IC集成度、MOSFET技术和封装工艺的改进，高密度稳压器得到了发展。即便如此，这些稳压器仍然无法满足新系统的应用要求，特别是当系统内的功率密度不断增加时。主要原因是开关损耗阻碍了稳压器 MOSFET 的内部性能。如果这些损耗问题没有从根本上得到解决，那么性能只能得到微小的提升。

选择理由

造成开关损耗的主要原因有：一是硬开关。目前，大多数非隔离降压稳压器拓扑都具有较高的开关损耗。原因是在导通/截止期间，MOSFET同时承受大电流和高电压应力。当开关频率和输入电压增加时，这些损耗也会增加，从而限制了可以实现的最大工作频率、效率和功率密度。其次，栅极驱动损耗。由于栅极驱动电路中的米勒电荷功耗较高，因此硬开关拓扑的栅极驱动损耗也较高。第三，体二极管导通。当高侧 MOSFET 导通和截止时，高脉动电流流过低侧 MOSFET 的体二极管。体二极管的导通时间越长，反向恢复损耗和体二极管导通损耗就越高。体二极管导通还会导致破坏性的过冲和振铃。开关损耗还限制了稳压器的开关频率。开关频率越高，MOSFET 开关时间越长，损耗也越大。如果开关不能以高频率切换，则较小的无源元件（电阻器、电容器和电感器）的使用将受到限制，从而影响调节器密度。许多电子设计人员希望在负载点使用 ZVS。

针对这些问题，Picor推出了高性能、高集成度、软开关降压稳压器平台，可以在高频下工作，大大降低开关损耗并提高效率。

一、ZVS应用背景

零电压开关（ZVS）是指当开关管关断时，开关管两端的电压已经为0。这样，可以最大限度地减少开关管的开关损耗。我们平时使用的谐振电源，比如电磁炉、LLC电源等都是谐振电源。普通充电器是硬开关电源，其损耗比这些谐振电源要高。因此，ZVS可以达到非常高的效率。比如电磁炉，当我们把功率调到比较高的时候，它就会持续加热；当功率调低时，由于无法达到谐振状态，开始间歇性发热。硬开关电源像我们普通的充电器一样，无论加载还是卸载，总是不断振荡。然而，ZVS有一个缺点，那就是其调节范围普遍较窄。

二.零电压开关（ZVS）原理

图 2-1 零电压开关原理图（直流电源）

图 2-2 零电压开关波形及其 t2 时的波形

当通电时，流经L1的电流为零。电源通过R1、R2导通Q1、Q2，流过L1的电流逐渐增大。由于两个开关晶体管的特性不同，流入Q1和Q2的电流也会不同。假设流过Q1的电流大于Q2，则Q1的栅极电压将高于Q2的栅极电压。通过二极管D1和D2，a点的电压将低于c点的电压，从而产生b正、a负的感应电压。这通过T1形成正反馈，导致Q1导通，Q2关断，完成启动过程。

(时间间隔t0~t1) 在Q1导通的稳态期间，前一段时间流过T1的电流从“a”到“c”，C1两端的电压为零。由于电流不能突变，流经T1的电流对C1充电，逐渐在C1两端产生“a”为负、“c”为正的电压，形成不断增长的正弦波形。此时，电压“a”被Q0下拉至1V，导致“c”点电压呈正弦上升。 Q1 的栅极电压由电压参考二极管 D3 钳位，保持 Q1 以时钟方式导通。

图 2-3 (t0~t1) Q1 导通，T1 对 C1 充电

3、(时间间隔t1～t2)C1开始通过T1从c点到a点放电，使C1两端的电压，即c点电压呈正弦曲线下降。同时，通过 T1 的电流从“c”点到“a”点正弦增加。

图2-4（t1~t2）C1对T1绕组放电，当C1两端电压在0左右时，Q1截止，Q2导通。

4.（时间间隔t2）当C1几乎放电完毕时，c点电压下降到MOS管阈值电压附近，导致Q1通过D2进入放大区。此时，C1通过T1绕组从c点到a点的放电电流达到最大值。同时，随着Q1进入放大区，a点电压逐渐上升，Q2也通过D1进入放大区。

5.（时间间隔t2）C1完全放电，通过T1绕组从c点到a点的电流达到最大值。它开始对 C1 充电，导致 C1 两端的电压为“a”为正，“c”为负，同时 C1 两端的电压呈正弦曲线增加。此时，两个MOS管同时进入放大区。

6、（右图）由于T1对C1持续充电，C1两端电压在a点为正，在c点为负。通过两个二极管，Q2的栅极电压升高，Q1的栅极电压逐渐降低，形成正反馈。结果，Q2 导通，Q1 截止。

7、Q2的导通过程与Q1类似。

8、L1的电感值比T1的电感值大，并且通过L1的电流在整个振荡周期内保持相对恒定。在振荡过程中，L1不断向LC振荡器补充能量。

三．零电压开关 (ZVS) 计算

1. 波形幅度的计算

从波形图可以看出，L1的b点波形是正弦波的绝对值（即下降到Vbm以下的电压）。通过使用电感器两端的电压积分为零且电容器两端的电流积分为零的稳态条件，可以计算点“b”处的电压幅度。

假设“b”点的电压为，电源电压为Vcc，

则L1两端电压为因此，

对 L1 两端的电压进行积分...计算为，

从波形图中可以看出，b 点的电压是 a 点和 c 点之间电压的一半。因此，'a'和'c'端的电压，也就是C1两端的电压，是...因此，。

2. 电感电流的计算

一旦我们知道电容器 C1 两端的电压，就是，我们可以使用电容器中存储的能量和电感器中存储的能量的公式计算电感器中的最大峰值电流。电感器中的最大峰值电流由以下公式给出：，其中 L 是点“a”和“c”之间的电感值。

我们可以看到，电容 (C) 值较大且电感 (L) 值较小，流过电感器的电流会增加。这会产生更强的磁场并导致电磁感应加热。然而，当通过电感的电流变得太大时，我们需要考虑其电阻的损耗。此外，流过电容器的最大电流等于流过电感器的最大电流。因此，在选择谐振电容器时，需要考虑其最大额定电流。

3. 谐振频率的计算

由于这是 LC 并联谐振，因此谐振频率可以计算为

4. 电感L1上交流峰值电流的计算

当L1的电感值较大时，流过它的电流主要是直流，补偿振荡中损失的能量。由于b点的幅值已知，我们可以计算出L1在一个振荡周期内的峰值交流电流（实际峰值电流为直流电流与峰值交流电流之和）。

在一段时间 t 内，“b”点的电压 Vb 等于 Vcc：

因此，通过对电压进行积分，，我们可以计算出流经L1的峰值电流。 L1太小，会导致峰值电流很大，造成不必要的损耗。

采用零电压开关 (ZVS) 拓扑的 100W PD（供电）解决方案。

随着人们对更大电池容量和更短充电时间的需求不断增加，对充电器功率的要求也随之提高。在小外形尺寸中实现高功率提出了重大挑战，从而催生了各种创新解决方案，包括 ZVS 拓扑、高性能开关、创新封装方法以及使用宽带隙材料来满足设计要求。

目标是通过利用电源开关和新颖的拓扑结构实现 94% 的效率和 23W/in3 的功率密度。

为了实现更高的功率密度，需要选择合适的拓扑结构、规格、尺寸和先进的控制技术。目前大功率移动充电器市场中，大功率USB-PD充电器有多种解决方案可供选择，包括PFC+QR和PFC+LLC。然而，这些解决方案具有一定的局限性，例如QR无法实现软开关以及使用LLC拓扑进行可变输出电压设计的困难。

为了应对这些挑战，英飞凌推出了新型非对称半桥混合反激拓扑（如图1所示）。半桥和串联电容器共同驱动传统的反激变压器。反激变压器的主初级电感和串联电容器形成谐振电路，其实现半桥开关的ZVS特性，并在反激变压器的传统退磁阶段提供谐振功率传输。正常工作时，充电周期和相关功率由峰值直流电流控制，而退磁阶段由时序控制，以确保适当的负预磁，从而满足半桥开关所需的ZVS条件。

图 1：非对称半桥反激式拓扑的简化示意图。

初级侧的电源电路通过LC谐振电路实现，该电路由类似于LLC转换器的半桥驱动。谐振电感Lr是串联电感，可以是变压器的漏感，也可以是与外部电感组合的漏感。 Lm代表变压器的主电感。通过在半桥的正节点和中点之间连接谐振电容Cr和变压器的初级线圈也可以达到相同的转换效果。当高边开关HS导通时，能量将存储在Cr和Lm中，并且每个元件中存储的能量将随着输入电压和开关频率的变化而变化（如图2所示）。

当高侧开关HS关断时，变压器中的电流将迫使半桥VHB的中点下降，直到低侧开关的体二极管钳位电压。然后，低侧开关在零电压下导通，同时变压器反相，能量转移到次级侧。当低边开关关断时，前级变压器中感应的负电流将迫使半桥VHB中点电压上升，直到高边开关HS的体二极管钳位电压，类似到上一阶段。在ZVS条件下，HS导通，LS截止，但变压器谐振电路中的电流仍然为负，这意味着谐振电路中多余的能量将返回到输入端。

为什么选择混合反激拓扑？

与其他反激拓扑相比，混合反激变压器需要存储更少的能量，这有助于减小充电器的尺寸。

混合反激式可以实现原边完整的ZVS，副边完整的ZCS，并且还可以回收泄漏能量，从而提高效率。

如下式所示，输出电压随占空比变化。对于混合反激式来说，更容易实现宽电压范围输出，克服了LLC拓扑在宽电压输出应用中的限制。

Vout：输出电压

D：占空比

Vin：输入电压

Lm：变压器电感

N：变压器匝数比

Lr：变压器漏感

英飞凌的 100W USB-PD 参考设计

完整方案如图3所示。PFC级采用临界导通模式IRS2505和ThinPAK封装的IPL60R185C7 CoolMOS™，DC-DC级则采用数字PWM控制器XDPS2201和IPLK60R360PFD7。同时，采用BSC028N06NS作为同步整流开关（未来可以替换为专为充电器同步整流设计的低压ISZ0702NLS，进一步提高性价比）。协议控制器采用CYPD3174，采用P沟道MOS BSZ086N03NS3作为输出安全开关。

通过这样的配置，峰值效率可达94%，待机功耗小于60mW。

最高效率：

选择合适的高压 MOSFET 至关重要

软开关技术允许器件在零电压开关 (ZVS) 下工作，其中 MOSFET 仅在其漏源电压达到 0V（或接近 0V）后才导通。该策略消除了传导损耗，而传导损耗通常是总开关损耗的主要贡献者。不幸的是，由于输出电容器的“非零损耗”性质，所有高压 SJ MOSFET 在 MOSFET 输出电容 (Coss) 充电和放电期间都会遭受称为能量损耗的额外损耗。因此，即使在 ZVS 条件下工作，也不可能恢复输出电容器中存储的所有能量 (Eoss)。这种现象与Coss的迟滞特性有关，可以通过Coss充电/放电周期期间较大的信号测量来观察到这一现象。因此，这些损耗通常称为 Coss 磁滞损耗 (Eoss,hys)。